СХЕМА ДРАЙВЕРА СВЕТОИЗЛУЧАЮЩИХ ДИОДОВ

Изобретение относится к схеме драйвера (схеме возбуждения) светоизлучающих диодов (LED), содержащей, по меньшей мере, одну цепочку LED, соединенных последовательно, и источник питания для преобразования напряжения сети в выходное напряжение, прикладываемое к упомянутой, по меньшей мере, одной цепочке LED.

Конкретнее, изобретение относится к осветительным приложениям, связанным с большой мощностью, таким как промышленные светильники, прожекторы мачт освещения стадионов, уличные фонари и т.п., в которых матрица из множества LED запитывается общим источником питания.

Поскольку прямое напряжение одиночного LED, в типичном случае имеющее порядок величины 1-5 В, значительно меньше, чем напряжение сети, составляющее, например, 400 В переменного тока, 230 В переменного тока или 110 В переменного тока, необходимо преобразовывать напряжение сети в выходное напряжение, которое подходит для LED. Когда множество LED соединены последовательно, выходное напряжение должно соответствовать сумме прямых напряжений LED в цепочке.

Наиболее распространенные схемы драйверов LED содержат множество цепочек, каждая из которых имеет лишь относительно малое количество LED, так что выходное напряжение будет ниже, чем напряжение сети. Вместе с тем, когда множество цепочек соединены параллельно с общим источником питания, выходной ток должен быть относительно большим, что ведет к возрастающим потерям в системе, и нужно принимать дополнительные меры, чтобы гарантировать правильный баланс токов между параллельными цепочками LED. Вообще говоря, для каждой цепочки LED применяют отдельный преобразователь, работающий в токовом режиме, для регулирования тока LED. Кроме того, эти системы требуют многочисленных соединений и разводки, так что затраты на электронные компоненты и их монтаж являются относительно высокими.

В документах EP 2315497 A1 и EP 2458940 A1 описаны схемы драйверов LED, которые имеют двухкаскадный источник питания. Первый каскад - это преобразователь с функцией коррекции коэффициента мощности, преобразующий напряжение переменного тока сети в напряжение постоянного тока и гарантирующий соответствие нормативам энергосетей переменного тока. Второй каскад - это драйвер, который регулирует ток в цепочке или цепочках LED.

Задача изобретения состоит в том, чтобы разработать схему драйвера LED с повышенным кпд системы и пониженными затратами на систему.

Чтобы решить эту задачу, в соответствии с изобретением источник питания включает в себя однокаскадный повышающий преобразователь, выполненный с возможностью непосредственного преобразования напряжения сети в выходное напряжение.

Поскольку напряжение сети повышается до более высокого уровня напряжения, повышается и кпд, а потери в системе снижаются. Более того, выходной ток относительно мал, так что нужно лишь спроектировать электронные компоненты на выходной стороне источника питания для малых токов. Выходное напряжение предпочтительно будет превышать пиковое значение прикладываемого напряжения сети. Это влечет за собой необходимость достаточной развязки всей системы. Как следствие, однако, можно обойтись без традиционной гальванической развязки драйвера (или трансформатора) LED.

Более конкретные признаки изобретения, предусматриваемые по выбору, указаны в зависимых пунктах формулы изобретения.

В предпочтительном варианте осуществления повышающий преобразователь представляет собой многоуровневый преобразователь, например - того типа, который описан в целом в статье J. Rodrigues, J.S. Lai, F. Zheng, “Multilevel Inverters: A Survey of Topologies, Controls and Applications”, IEEE Trans. Industrial Electronics, том 49, 2002, страницы 724-738 и в статье M.T. Zhang, J. Yiming, F.C. Lee, M.M. Jovanovic, “Single-Phase Three-Level Boost Power Factor Correction Converter”, IEEE APEC 10th annual, 1995, страницы 434-439. Эта топология позволяет повысить уровень выходного напряжения без использования дорогостоящих полупроводниковых устройств, рассчитанных на высокое напряжение. Например, выходное напряжение можно повысить до уровня, по меньшей мере, в 1,5 раза превышающего пиковое значение напряжения сети. Выходное напряжение предпочтительно распределяется равномерно по последовательному соединению цепочек LED.

Чтобы повысить кпд, предпочтительно эксплуатировать преобразователь в критическом прерывистом режиме, который описали J. Zhang, J. Shao, P. Xu, F.C. Lee в докладе “Evaluation of Input Current in the Critical Mode Boost PFC Converter for Distributed Power Systems”, IEEE, APEC 16th annual, 2001, страницы 130-136 и L. Huber, B.T. Irving, M.M. Jovanovic в статье “Effect of valley switching and switching-frequency limitations on a line-current distortions of DCM/CCM boundary boost PFC converters”, IEEE Trans. Power Electronics, том 24, 2009, страницы 339-347. Кроме того, можно упростить поцикловое управление, применяя постоянное время включения электронных ключей за период синусоидальной волны напряжения сети.

Многоуровневая топология обладает дополнительным преимуществом, заключающимся в том, что она дает возможность управления балансом токов LED, вследствие чего можно еще больше повысить кпд (J.R. Pinhiero, D.L.R. Вidor, H.A. Grundling, доклад “Dual Output Three-Level Boost Power Factor Correction Converter with Unbalanced Loads”, IEEE PESC, 27th annual, 1996, страницы 733-739).

В предпочтительном варианте осуществления преобразователь защищен от избыточных бросков тока и напряжений переходных процессов.

Теперь примеры осуществления изобретения будут описаны в связи с прилагаемыми чертежами, при этом:

на фиг.1 представлена принципиальная схема простого примера схемы драйвера LED в соответствии с изобретением;

на фиг.2 представлена принципиальная схема для схемы драйвера с двухуровневым преобразователем;

на фиг.3(A)-(E) представлены временные диаграммы, иллюстрирующие разные режимы работы преобразователя, показанного на фиг.2;

на фиг.4 представлена принципиальная схема четырехуровневого преобразователя;

на фиг.5 представлен пример двухуровневого преобразователя, приспособленного к трехфазному напряжению сети;

на фиг.6 представлен пример схемы драйвера LED с двумя параллельными цепочками LED; и

на фиг.7 представлена принципиальная схема, сравнимая с фиг.1, но иллюстрирующая меры для ограничения бросков тока и защиты от переходных процессов.

Как показано на фиг.1, схема драйвера LED содержит цепочку 10 LED 12, которые соединены последовательно, и однокаскадный повышающий преобразователь 14, выполненный с возможностью преобразования напряжения сети переменного тока в выходное напряжение U_вых, которое прикладывается непосредственно к цепочке 10. Напряжение сети может быть, например, однофазным напряжением 230 В переменного тока.

Хотя в цепочке 10 на фиг.1 для простоты показаны только два LED 12, цепочка на практике будет содержать значительно большее количество LED, соединенных последовательно. Например, количество LED может составлять 100 или более, так что выходное напряжение U_вых может иметь порядок величины от 400 В до 1000 В.

Преобразователь 14 содержит диодный мост, образованный диодами D₁-D₄, и последовательное соединение индуктора L (катушки индуктивности), диода D₅ и конденсатора C, подсоединенное между выходными клеммами диодного моста. Электронный ключ S (например, полевой транзистор со структурой «металл - оксид - полупроводник» (полевой МОП-транзистор), которым управляет электронный контроллер Q, подсоединен параллельно диоду D₅ и конденсатору C. Цепочка 10 LED подсоединена параллельно конденсатору C.

Диодный мост D₁-D₄ выпрямляет напряжение сети переменного тока в пульсирующее напряжение U_вх постоянного тока. Когда ключ S включен (замкнут), напряжение U_вх падает на индукторе L, так что ток через индуктор L увеличивается (положительный наклон). Диод D₅ предотвращает разряд конденсатора C через ключ S. Пока ключ S включен, в индукторе L запасается нарастающее количество энергии, а конденсатор C разряжается через цепочку 10 LED.

Когда ключ S выключен (разомкнут), индуктор L вызывает протекание тока через диод D₅ и через цепочку 10 LED, а конденсатор C повторно заряжается. Поскольку выходное напряжение U_вых всегда больше, чем напряжение U_вх, или - точнее - чем мгновенное значение зависимого от времени напряжения U_вх, ток, текущий через индуктор L, уменьшается (отрицательный наклон) до тех пор, пока ключ S не замкнется снова.

Для измерения тока I_LED, текущего через цепочку 10 LED, предусмотрен токовый шунт. Контроллер Q принимает измеренные значения тока I_LED, входного напряжения U_вх и тока, текущего через индуктор L (и - по выбору (в целях защиты) - значение выходного напряжения U_вых), и может быть выполнен с возможностью управления с обратной связью временами включения ключа S в масштабе времени, большем по сравнению с периодом синусоидальной волны сети, в то время как временами выключения управляют таким образом, что ток, текущий через индуктор L, имеет достаточно времени для уменьшения до нуля. Иными словами, преобразователь работает в так называемом критическом режиме на границе между режимом непрерывной проводимости (РНП), в котором ток должен течь через индуктор L непрерывно, и режимом прерывистой проводимости (РПП), в котором должны быть периоды отсутствия тока, текущего через индуктор.

Таким образом, разность между мгновенными значениями U_вых и U_вх будет определять длительность периодов выключения ключа S, а значит - в связи с длительностью времени включения ключа - и частоту переключения преобразователя. Вообще говоря, времена включения ключа S (постоянные или нет) будут выбираться так, что частота переключения будет иметь величину порядка нескольких кГц, так что эффективного преобразования мощности с помощью индуктора можно достичь при относительно малой индуктивности.

В качестве более практичного примера, фиг.2 иллюстрирует концепцию двухуровневого преобразователя 16, питающего две цепочки 10 LED, которые соединены последовательно. Если две цепочки 10 имеют равные количества LED 12, а все LED имеют идентичные прямые напряжения, то выходное напряжение U_вых преобразователя 16 будет равномерно распределено по двум цепочкам 10, так что каждую цепочку питает напряжение U_LED (= U_вых/2) на клеммах.

Основное различие между преобразователем 16, показанным на фиг.2, и преобразователем 14, показанным на фиг.1, заключается в том, что в преобразователе 16 ключ S заменен последовательным соединением двух ключей S₁, S₂, а конденсатор C заменен последовательным соединением конденсаторов C₁ и C₂. Средняя точка между ключами и конденсаторами образует клемму, которая соединена со средней точкой между двумя цепочками 10 LED. Таким образом, напряжение U_LED на клеммах для каждой цепочки 10 определяется падением напряжения на соответствующем конденсаторе C₁, C₂. Дополнительный диод D₆ предотвращает разряд конденсатора C₂ через ключ S₂ тогда, когда тот замкнут, при этом токи I_LED, текущие через каждую цепочку 10 LED, измеряются по отдельности.

В показанном примере, индуктор L также заменен двумя индукторами L₁ и L₂. Более того, между средней точкой диодов D₂ и D₄ и средней точкой между ключами S₁ и S₂ подсоединен переключатель S_р режимов.

Когда переключатель S_р режимов разомнут, а ключи S₁ и S₂ работают синхронно (под управлением контроллера Q, который не показан на фиг.2), работа преобразователя 16 эквивалентна работе преобразователя 14. Например, управляя временем включения ключей S₁ и S₂, можно управлять выходным напряжением U_вых в диапазоне от 400 В to 500 В, так что каждую отдельную цепочку 10 будет питать напряжение U_LED на клеммах, имеющее значение между 200 В и 250 В.

Переключатель S_р режимов можно использовать для переключения преобразователя в режим удвоения напряжения, в котором то же самое выходное напряжение U_вых с почти той же частотой преобразования может быть достигнуто при меньшем напряжении сети, составляющем, например, лишь 110 В переменного тока. В этом режиме, т.е., когда переключатель S_р замкнут, индуктор L₁, ключ S₁ и конденсатор C₁ образуют первый преобразователь (обладающий лишь половиной суммарной индуктивности), питаемый через диод D₁ в течение положительного полупериода напряжения сети, а индуктор L₂, ключ S₂ и конденсатор C₂ образуют второй преобразователь, питаемый через диод D₃ в течение отрицательного полупериода напряжения сети. Благодаря уменьшенной индуктивности, каждый преобразователь будет преобразовывать меньшее напряжение сети, составляющее 110 В, в напряжение U_LED, составляющее от 200 В до 250 В, так что суммарное выходное напряжение U_вых (= 2 U_LED) будет по-прежнему составлять от 400 В до 500 В.

В режиме нормальной работы (без удвоения напряжения) двухуровневая топология в соответствии с фиг.2 имеет преимущество, заключающееся в том, что обоими ключами S₁ и S₂ можно управлять независимо друг от друга, чтобы достичь дальнейших повышений кпд и обеспечить возможность балансировки токов, как будет теперь пояснено в связи с фиг.3.

Фиг.3(A) иллюстрирует диаграмму переключения, на которой показано, что оба ключа S₁ и S₂ переключаются одновременно, так что эффект оказывается таким же, как тот, который был бы достигнут с помощью единственного ключа S, показанного на фиг.1. Этот режим наиболее эффективен, когда (мгновенное) входное напряжение U_вх приблизительно равно напряжению U_LED на клеммах.

Вместе с тем, когда U_вх меньше, чем U_LED, эффективнее использовать диаграмму переключения, показанную на фиг.3(B), где показано, что ключи S₁ и S₂ срабатывают попеременно. На этой диаграмме время включения больше, чем время выключения, так что существуют временные интервалы, в которых времена включения обоих ключей перекрываются. В этих временных интервалах ток течет через оба индуктора L₁ и L₂ и через оба ключа S₁ и S₂, а наклон характеристики этого тока является положительным, т.е. ток увеличивается. Одновременно с этим, конденсаторы C₁ и C₂ разряжаются через цепочки 10 LED.

Затем ключ S₁ выключается, а ключ S₂ остается включенным. Вследствие этого ток, текущий через L₁, вынужден заряжать C₁ и/или течь через верхнюю цепочку 10, а потом - через ключ S2 и индуктор L2. Наклон характеристики тока, текущего через L₁, является отрицательным, потому что U_LED больше, чем U_вх.

После того, как ток падает до нуля (критический режим), S₁ снова включается, так что ток будет опять расти. Потом, когда ключ S₂ выключается, S₁ остается включенным, так что теперь ток, текущий через L₁, вынужден течь к конденсатору C₂ и нижней цепочке 10 перед возвращением через L₂. Наклон снова будет отрицательным, потому что напряжение U_LED, падающее на конденсаторе C₂, также больше, чем U_вх.

Эта диаграмма переключения имеет преимущество, заключающееся в том, что общие потери, включая потери при переключении, снижаются в условиях, когда мгновенное значение U_вх меньше, чем U_LED.

В примере, показанном на фиг.3(B), рабочие циклы обоих ключей сбалансированы, что приводит к сбалансированным напряжениям на клеммах двух цепочек 10 LED. Вместе с тем, можно изменять баланс токов между двумя цепочками путем изменения рабочих циклов ключeй. Например, фиг.3(C) иллюстрирует случай, когда среднее время включения ключа S₁ больше, чем среднее время включения ключа S₂. Эту диаграмму можно использовать для управления балансом токов между двумя цепочки 10 LED. И снова, как на фиг.3(B), эта диаграмма соответствует удовлетворению условия, согласно которому существуют периоды, когда включены оба ключа, и периоды, когда включен лишь один ключ, но нет периодов, когда оба ключа выключены.

Фиг.3(D) и (E) иллюстрируют диаграммы переключения, которые являются более эффективными, когда мгновенное значение U_вх больше, чем U_LED. В этом случае общие потери, включая потери при переключении, можно минимизировать, удовлетворяя условие, согласно которому времена включения обоих ключей никогда не перекрываются, вследствие чего существуют лишь периоды, когда включен один ключ, и периоды, когда ни один ключ не включен. Поскольку U_вх больше, чем U_LED, наклон характеристики тока будет положительным, когда один ключ включен, а другой ключ выключен, потому что U_вх по-прежнему меньше, чем U_вых = 2 U_вх, и отрицательным этот наклон будет лишь тогда, когда оба ключа выключены. Фиг.3(D) иллюстрирует случай, когда рабочие циклы обоих ключей сбалансированы, а фиг.3(E) иллюстрирует пример, в котором рабочие циклы обоих ключей не сбалансированы, чтобы управлять балансом токов цепочек 10 LED.

Варианты осуществления, которые описаны выше, можно изменять различными путями, которые теперь будут пояснены на примерах в связи с фиг.4-7. Должно быть ясно, что все признаки, показанные на этих чертежах, можно объединять друг с другом и с вышеописанными вариантами осуществления.

На фиг.4 концепция многоуровневого преобразователя распространена на четыре уровня. Каждый уровень связан с ключом и конденсатором, так что в этом варианте осуществления имеются четыре ключа S₁-S₄ и четыре конденсатора C₁-C₄. Кроме того, для двух дополнительных уровней предусмотрены два дополнительных диода D₇ и D₈. Принцип функционирования аналогичен тому, который описан в связи с фиг.2 и 3. Падение напряжения на конденсаторе отдельного уровня и на соответствующей цепочке 10 LED равно U_LED, так что суммарное выходное напряжение на последовательном соединении всех четырех конденсаторов C₁-C₄ будет вчетверо больше U_LED в этом случае. Хотя напряжение U_LED может быть равным пиковому значению выпрямленного напряжения сети или меньшим, суммарное выходное напряжение U_вых будет больше, чем это пиковое значение.

В этом варианте осуществления, падение напряжения на индукторах L₁ и L₂ можно изменять ступенчато, замыкая один, два, три или все четыре ключа S₁-S₄. В целях управления, токи LED, I_LED, текущие через каждую цепочку 10 LED, можно измерять по отдельности (точно так же, как показано на фиг.2).

На фиг.5 снова показан двухуровневый преобразователь, который в этом случае приспособлен к трехфазному напряжению сети. Три фазы напряжения сети подводятся к трем индукторам L₁, L₂ и L₃, другие концы которых соединены со средними точками между диодами соответствующих пар - D₁ и D₃, D₂ и D₄, и D₉ и D₁₀, которые обеспечат выпрямленное напряжение сети. Межфазное напряжение трехфазной сети составляет 400 В переменного тока, а пиковое значение равно 566 В_tt. И опять, напряжение U_LED на клеммах одного уровня может быть равным этому пиковому напряжению или меньшим, а суммарное выходное напряжение будет больше, чем пиковое напряжение.

Эта топология имеет преимущество, заключающееся в том, что емкость конденсаторов C₁-C₄, которая нужна в качестве буфера энергии, может быть меньшей, так что электролитические конденсаторы можно заменить пленочными конденсаторами, которые имеют увеличенный срок службы и выгодны в приложениях с высокой температурой окружающей среды. В принципе, эту топологию можно распространить на еще большее количество уровней, например 8 или 16 уровней.

Фиг.6 иллюстрирует вариант осуществления, который отличается от фиг.2 тем, что к выходу преобразователя подсоединены две параллельные цепочки 10 LED 12. Чтобы получить возможность коррекции любого возможного дисбаланса между двумя цепочками 10 LED, каждая цепочка включает в себя стабилизированный (по выбору - управляемый) источник питания постоянного тока (DC), который можно использовать для компенсации разностей прямых напряжений между обеими цепочками LED.

Во всех этих вариантах осуществления будет предпочтительно принимать дополнительные меры для защиты от повышенного напряжения и для ограничения бросков тока. На фиг.7 иллюстрируется пример простого случая одноуровневого преобразователя. Те же концепции могут быть эквивалентно применены для многоуровневых преобразователей.

Чтобы ограничить броски тока, между ключом S и выпрямительным диодным мостом расположен резистор R. Параллельно резистору R подсоединен защитный выключатель S_защ.

Этот защитный выключатель S_защ включается и выключается в зависимости от измеренного выходного напряжения U_вых. Когда система запитывается, а конденсатор 10 должен заряжаться, выключатель S_защ выключен, так что ток будет ограничиваться резистором R. Лишь после того, как выходное напряжение U_вых достигнет своего рабочего уровня, выключатель S_защ замкнется, закорачивая резистор R, так что преобразователь сможет работать так, как описано выше.

Кроме того, чтобы предотвратить насыщение индуктора L, параллельно индуктору L и диоду D₅ подсоединен диод D₁₁.

Помимо этого, на фиг.7 показан зависящий от напряжения резистор (варистор) VDR, подсоединенный между клеммами напряжения сети, так что можно подавить любые возможные переходные процессы напряжения (защита от повышенного напряжения). Во время переходного процесса, приводящего к повышенному напряжению, выключатель S_защ разомкнется, а преобразователь прекратит свою работу. Во время переходного процесса резистор R расположен последовательно с нагрузкой в виде LED для ограничения пикового тока и защиты LED.