Устройство эквивалентного умножения емкости конденсатора петлевого фильтра контура ФАПЧ

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ

Изобретение относится к интегральной электронной технике и может быть использовано в составе синтезаторов сетки частот (ССЧ) на базе контура фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), а именно при реализации блока петлевого фильтра с переменной шириной полосы пропускания и эквивалентным умножением емкости конденсатора изодромного звена.

УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

На фиг. 1 представлена структурная схема быстродействующего ССЧ на базе контура ФАПЧ. В состав ССЧ входят следующие блоки:

1 - импульсный частотно-фазовый детектор (ИЧФД), вырабатывающий сигналы Up и Dn в соответствии с фазовой разностью между сигналом опорной частоты Fref и сигналом частоты обратной связи Fcnt и при увеличении фазовой разности более чем на ±2π рад устанавливающий сигнал Relay;

2 - источник тока накачки заряда (ИТНЗ), вырабатывающий импульсы тока Ιο, полярность и длительность которых определяются сигналами Up и Dn;

3 - петлевой фильтр (ПФ), вырабатывающий напряжение Vvco под воздействием импульсов тока Ιο и изменяющий ширину полосы пропускания под управлением сигнала Relay;

4 - генератор управляемый напряжением (ГУН), вырабатывающий сигнал выходной частоты Fvco в соответствии с значением напряжения Vvco;

5 - делитель частоты (ДЧ), вырабатывающий сигнал Fcnt путем деления выходной частоты Fvco на коэффициент N, Nup или Ndn с возможностью синхронизации начала деления по сигналу Fref, что определяется состоянием сигналов Relay и Up.

Изменение потенциала напряжения Vvco осуществляется таким образом, чтобы устранить фазовую ошибку между сигналами частот Fref и Fcnt и тем самым ввести контур ФАПЧ в синхронизм.

Для целочисленных ССЧ (т.е. коэффициент N - целое число) длительность импульсов сигналов Up и Dn, а значит, и импульсов тока Io практически приближается к нулю и конденсаторы блока ПФ работают как элементы запоминания, сохраняя постоянным напряжение Vvco. Умножение опорной частоты Fref до значения выходной частоты Fvco обеспечивается делением частоты Fvco на соответствующий коэффициент N при формировании сигнала Fcnt.

На фиг. 2 представлена структурная схема блока пассивного ПФ 2-го порядка с шунтированием резистора Rz под управлением сигнала Relay. Конденсатор Ср предназначен для уменьшения пульсаций напряжения Vvco. Изодромное звено RzCz осуществляет частотную коррекцию контура ФАПЧ для создания необходимого запаса по фазе и демпфирования колебаний переходных процессов (ПП) автоподстройки частот.

Значения элементов Rz, Cz и Ср равны:

где ω - частота единичного усиления (ширина полосы пропускания) контура ФАПЧ (рад/с);

Kvco - крутизна передаточной характеристики блока ГУН (рад/(сВ));

ϕ - запас по фазе (град.).

С целью сокращения длительности ПП автоподстройки частот широко используют комбинированное частотно-фазовое регулирование. Для этого в случае превышения фазовой разности сигналов Fref и Fcnt значения более ±2πрад контур переводят в режим релейного частотного регулирования (РЧР) до достижения выходной частотой Fvco значения, близкого к требуемому. Для реализации режима РЧР (активное состояние сигнала Relay) по импульсам сигнала опорной частоты Fref осуществляется синхронизация начала счета в блоке ДЧ. В результате замыкание обратной связи контура происходит не по разности фаз, а по разности частот сигналов Fref и Fcnt. При этом ток Ιο вырабатывается непрерывно.

Кроме того, для ускорения перестройки напряжения Vvco осуществляется увеличение значения тока Ιο с одновременным шунтированием резистора Rz блока ПФ элементом коммутации Sw с остаточным сопротивлением менее 0,01 сопротивления Rz. При этом обеспечивается практическое равенство потенциалов напряжений на конденсаторах Ср и Cz, что улучшает начальные условия для демпфирования изодромным звеном RzCz колебаний ПП при возвращении контура в режим линейного фазового регулирования.

Так как наличие ДЧ в цепи обратной связи вносит в контур ФАПЧ дополнительную инерционность для предотвращения значительного перерегулирования, момент вывода контура из режима РЧР сдвигают в сторону опережения. С этой целью осуществляют деление выходной частоты ГУН на значение, отличное от требуемого N в установившемся режиме. В зависимости от того, в какой области управления (Up или Dn) находится контур, деление осуществляют на коэффициент упреждения меньше или больше N.

Длительность стадии окончания ПП обратно пропорциональна постоянной времени контура ФАПЧ, определяемой шириной полосы пропускания и показателем затухания. Ширину полосы пропускания определяют исходя из значения частоты Fref и условия минимизации фазового шума в сигнале выходной частоты Fvco в установившемся режиме. Показатель затухания зависит от запаса по фазе ϕ на частоте полосы пропускания ω. Запас по фазе ϕ зависит от значений конденсаторов Cz и Ср блока ПФ как:

При заданном запасе по фазе отношение конденсаторов Cz и Ср определяют как:

Для условия ϕ=57 градусов емкость Cz уже на порядок превышает емкость Ср. В практическом проектировании емкость конденсатора Cz может составлять 100 пФ и более, что при интегральной реализации на кристалле микросхемы требует большой площади и является существенным недостатком структуры ПФ, фиг. 2.

Для уменьшения площади, занимаемой конденсаторами блока ПФ на кристалле микросхемы, существуют методы эквивалентного умножения емкости, позволяющие заменить емкость конденсатора Cz в несколько раз меньшим значением при полном сохранении ПФ требуемых частотных корректирующих свойств.

Наиболее близким техническим решением к заявляемому изобретению является устройство эквивалентного умножения емкости конденсатора, описанное в патенте Российской Федерации №2422985 (С1) «Структура фильтра контура управления для устройства фазовой автоподстройки частоты», МПК H03L 7/02, H03L 7/107 [1]. Это устройство выбрано в качестве аналога-прототипа заявляемого изобретения и изображено на фиг. 3.

Первым общим признаком изобретения [1] с заявляемым изобретением является то, что эквивалентное умножение емкости конденсатора основано на уменьшении тока Ic умножаемого конденсатора по сравнению с током Iz изодромного звена за счет использования делителя тока на базе резистивной матрицы и повторителя напряжения, реализуемого операционным усилителем (ОУ).

Вторым общим признаком с заявляемым изобретением является то, что резистивная матрица состоит из трех резисторов, соединенных звездой, что позволяет уменьшить суммарное значение сопротивления резисторов с целью уменьшения площади, занимаемой резисторами на кристалле микросхемы, и уменьшения термодинамического шума, генерируемого резисторами.

Третьим общим признаком с заявляемым изобретением является использование элемента коммутации для ускорения перезаряда умножаемого конденсатора за счет выключения функции деления тока Iz на элементах резистивной матрицы.

Рассмотрим работу устройства фиг. 3. Зададим условие, что ОУ А1 имеет идеальные параметры: входное напряжение смещения нуля, входные токи и выходное сопротивление равны нулю, коэффициент усиления с разомкнутой обратной связью и частота полосы пропускания равны бесконечности.

Пусть элемент коммутации Sw1 находится в разомкнутом состоянии и его сопротивление Rsw при этом равно бесконечности. Токи через резисторы R2 и R3 обратно пропорциональны значениям их сопротивлений и за счет деления тока Iz на коэффициент М до значения Ic схема устройства, фиг. 3, эквивалентно заменяет изодромное звено RzCz, фиг. 2, причем:

Коэффициент М эквивалентного умножения емкости конденсатора С1 устанавливают в соответствии с выражением:

Суммарное значение сопротивления резисторов ΣR зависит от М и R1 как:

Для уменьшения ΣR стремятся большую часть сопротивления резистора Rz реализовать сопротивлением резистора R1.

Для заданного М значения сопротивлений резисторов R1, R2 и R3 определяют в соответствии с выражениями:

В практических случаях сопротивление Rsw элемента коммутации Sw1 в разомкнутом состоянии не равно бесконечности и часть тока Iz проходит в конденсатор С1 через элемент коммутации в обход делителя тока R2 и R3, что уменьшает расчетное значение коэффициента умножения М до значения Msw. Обозначим S - нормированный коэффициент изменения коэффициента М:

Коэффициенты М, S и сопротивления Rz и Rsw связаны выражением:

Так как сопротивление Rsw элемента коммутации включено параллельно резистивной матрице R1, R2 и R3, то эквивалентное сопротивление Rz будет уменьшено.

Пусть элемент коммутации Sw1 находится в замкнутом состоянии и его сопротивление Rsw при этом равно нулю. Ток Iz не делится делителем тока R2 и R3 на коэффициент М, а весь втекает в конденсатор С1, увеличивая тем самым скорость перезаряда конденсатора.

Для условий: коэффициент эквивалентного умножения М равен 5, при разомкнутом состоянии элемента коммутации коэффициент S равен 0,95, а при замкнутом состоянии элемента коммутации ток Ic составляет 0,95 от тока Iz - диапазон изменения сопротивления Rsw должен превышать три порядка.

Основным режимом работы ССЧ является установившейся режим, для которого характерно, что длительность импульсов тока Io стремится к нулю. При этом токи через элементы резистивной матрицы также равны нулю и конденсаторы блока ПФ находятся в режиме хранения заряда, поддерживая постоянным значение напряжения Vvco. Однако в реальном устройстве, фиг. 3, в режиме хранения заряда будут протекать дестабилизирующие токи, вызывающие изменение напряжения Vvco.

Основными причинами возникновения дестабилизирующих токов являются: входное напряжение смещения нуля ОУ, конечность коэффициента усиления ОУ с разомкнутой обратной связью и токи утечки выводов элемента коммутации в цепи земли и питания. Наличие входного напряжения смещения нуля ОУ вызывает протекание токов через резисторы R2 и R3. Конечность коэффициента усиления ОУ приводит к тому, что при замыкании обратной связи ОУ потенциалы на входах ОУ не будут равны, что аналогично действию напряжения смещения.

Элемент коммутации Sw1 обычно реализуют на N-канальном или Р-канальном МОП транзисторе или на комплементарной паре таких транзисторов. Действие тока утечки Is1 первого вывода элемента коммутации аналогично действию тока Iz, т.е. в конденсатор C1 будет втекать ток, деленный на коэффициент М. Ток утечки Is2 второго вывода элемента коммутации втекает в конденсатор C1 без ослаблений и его воздействие на изменение напряжения Vvco прямо пропорционально коэффициенту М.

Контур ФАПЧ будет стремиться противодействовать изменению напряжения Vvco (из-за действия дестабилизирующих токов) выработкой корректирующих импульсов тока Ιο. В результате напряжение Vvco приобретает пилообразную форму, что приводит к паразитной частотной модуляции сигнала выходной частоты Fvco.

Токи утечки через входы ОУ и через изолирующие слои интегральных резисторов R1, R2 и R3 также оказывают дестабилизирующее влияние, но величины этих токов малы по сравнению с описанными.

На фиг. 4 представлен пример нормированной диаграммы ПП автоподстройки напряжения Vvco при использовании устройства изобретения [1] с учетом воздействия токов утечки элемента коммутации. При математическом моделировании ПП были заданы следующие условия: коэффициент упреждения Nup в режиме Relay равен 0,6 от коэффициента N; ОУ имеет идеальные характеристики; токи утечки Is1 и Is2 элемента коммутации составляют по 0,001 тока Ιο блока ИТНЗ.

После окончания колебаний ПП, для компенсации дестабилизирующего действия токов утечки Is1 и Is2 на каждом такте опорной частоты Fref осуществляется выработка импульсов тока Ιο. В результате управляющее напряжение Vvco принимает пилообразную форму.

Таким образом, дестабилизирующее влияние токов утечки элемента коммутации на стабильность управляющего напряжения Vvco является недостатком схемы устройства изобретения [1]. Учитывая, что с уменьшением технологии производства кристаллов КМОП микросхем токи утечки элемента коммутации возрастают, поиск решений, направленных на устранение данного недостатка, является актуальным.

РАСКРЫТИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Техническим результатом заявляемого изобретения является устранение дестабилизирующего влияния токов утечки элемента коммутации на хранение заряда конденсатором С1 в стадии окончания ПП и в установившемся режиме при сохранении возможности ускоренного перезаряда конденсатора C1 в режиме ускорения начальной стадии ПП автоподстройки частот.

Технический результат достигается тем, что в устройстве эквивалентного умножения емкости конденсатора изобретения [1], содержащем: первый (Vvco) и второй (Relay) выводы, первый (R1), второй (R2) и третий (R3) резисторы, конденсатор (C1), операционный усилитель (A1) и управляемый элемент коммутации (Sw1); первый вывод первого резистора R1 подключен к первому выводу Vvco устройства; второй вывод первого резистора R1, первый вывод второго резистора R2 и первый вывод третьего резистора R3 соединены между собой; второй вывод второго резистора R2, первый вывод конденсатора C1 и неинвертирующий вход операционного усилителя A1 соединены между собой; второй вывод третьего резистора R3 и инвертирующий вход операционного усилителя A1 соединены между собой; второй вывод конденсатора C1 подключен к линии общего напряжения питания; вход управления элементом коммутации подключен к второму выводу Relay устройства, предложено инвертирующий вход операционного усилителя A1 и первый вывод элемента коммутации Sw1 соединить между собой; выход операционного усилителя A1 и второй вывод элемента коммутации Sw1 соединить между собой.

В результате при замкнутом состоянии элемента коммутации Sw1 дестабилизирующее влияние токов утечки элемента коммутации на хранение заряда конденсатором C1 в стадии окончания ПП и в установившемся режиме устраняется компенсирующим действием отрицательной обратной связи ОУ A1. Токи утечки элемента коммутации не влияют на токи через элементы резистивной матрицы. При этом сохраняется возможность ускоренного перезаряда конденсатора C1 в режиме ускорения начальной стадии ПП.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Заявляемое изобретение иллюстрируется следующими чертежами:

Фиг. 1. Структурная схема быстродействующего ССЧ на базе контура ФАПЧ.

Фиг. 2. Структурная схема блока пассивного ПФ 2-го порядка с шунтированием резистора Rz под управлением сигнала Relay.

Фиг. 3. Устройство эквивалентного умножения емкости конденсатора, описанное в изобретении [1] и выбранное в качестве аналога-прототипа заявляемого изобретения.

Фиг. 4. Пример нормированной диаграммы ПП автоподстройки напряжения Vvco при использовании устройства изобретения [1] с учетом воздействия токов утечки элемента коммутации.

Фиг. 5. Устройство эквивалентного умножения емкости конденсатора, заявляемое в данном изобретении.

Фиг. 6. Пример нормированной диаграммы ПП автоподстройки напряжения Vvco при использовании устройства, заявляемого в данном изобретении, с учетом воздействия токов утечки элемента коммутации.

ОСУЩЕСТВЛЕНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Заявляемое в данном изобретении устройство эквивалентного умножения емкости конденсатора представлено на фиг. 5. В состав устройства входят первый (Vvco) и второй (Relay) выводы, первый (R1), второй (R2) и третий (R3) резисторы, конденсатор (C1), операционный усилитель (A1) и управляемый элемент коммутации (Sw1). Первый вывод резистора R1 подключен к выводу Vvco устройства. Второй вывод резистора R1, первый вывод резистора R2 и первый вывод резистора R3 соединены между собой. Второй вывод резистора R2, первый вывод конденсатора C1 и неинвертирующий вход операционного усилителя A1 соединены между собой. Второй вывод конденсатора С1 подключен к линии общего напряжения питания. Второй вывод резистора R3, инвертирующий вход операционного усилителя A1 и первый вывод элемента коммутации Sw1 соединены между собой. Выход операционного усилителя A1 и второй вывод элемента коммутации Sw1 соединены между собой. Вход управления элементом коммутации Sw1 подключен к выводу Relay устройства.

Заявляемое устройство работает следующим образом.

В стадии ускорения ПП элемент коммутации Sw1 переводят в разомкнутое состояние. Протекающий через резистор R2 ток создает на нем соответствующее падение напряжения. В зависимости от знака разности потенциалов на входах ОУ A1 выход ОУ войдет в насыщение, близкое к потенциалу общего или напряжения питания ОУ. Ток через резистор R3 в основном определяется остаточным током через разомкнутый элемент коммутации. Таким образом, ток Iz не делится делителем тока R2 и R3 и практически весь втекает в конденсатор C1, что обеспечивает ускорение перезаряда конденсатора и соответственно ускорение перестройки напряжения Vvco блока ПФ.

При этом:

В стадии окончания ПП и в установившемся режиме элемент коммутации Sw1 переводят в замкнутое состояние. За счет отрицательной обратной связи ОУ стремится так управлять своим выходом, чтобы напряжение между его входами было рано нулю. При условии, что выходная нагрузочная способность ОУ и величина остаточного сопротивления элемента коммутации обеспечивают работу выхода ОУ в линейной области, наличие токов утечки Is1 и Is2 не изменит требуемого отношения токов через резисторы R2 и R3 (т.е. ток Ic имеет в М раз меньшее значение по сравнению с током Iz). При отсутствии тока Iz ток Ic будет равен нулю, что обеспечивает хранение заряда конденсатором С1.

В результате в заявляемом в данном изобретении устройстве эквивалентного умножения емкости конденсатора обеспечивается технический результат - устранение влияния токов утечки элемента коммутации Sw1 на хранение заряда конденсатором С1 в стадии окончания ПП и в установившемся режиме при сохранении возможности ускорения перезаряда конденсатора в режиме ускорения начальной стадии ПП.

На фиг. 6 представлен пример нормированной диаграммы ПП автоподстройки напряжения Vvco при использовании устройства, заявляемого в данном изобретении, с учетом воздействия токов утечки элемента коммутации. При математическом моделировании ПП были заданы условия, аналогичные условиям моделирования ПП фиг. 4.

После снятия сигнала Relay на один такт опорной частоты Fref (т.е. на интервал синхронизации сигналов Fref и Fcnt при входе блока ИЧФД в область фазового регулирования) напряжение Vvco изменяется в направлении, противоположном от требуемого. Это связано с тем, что на стадии ускорения ПП ток Iz создает на последовательно включенных резисторах R1 и R2 блока ПФ соответствующее падение напряжения, и, таким образом, в момент входа контура в режим линейного фазового регулирования потенциалы напряжений на конденсаторах Ср и C1 не равны и их выравнивание начинается на интервале синхронизации. Изначальное неравенство потенциалов на конденсаторах Ср и C1 приводит к незначительному увеличению перерегулирования ПП по сравнению с фиг. 4.

После окончания колебаний ПП группы импульсов тока Ιο вырабатываются разнонаправленно, а длительности импульсов стремятся к нулю. В результате в отличие от диаграммы фиг. 4 напряжение Vvco стремится принять фиксированное значение без пилообразной составляющей.

Кроме того, в устройстве заявляемого изобретения по сравнению с изобретением [1] в большинстве практических случаев может быть существенно снижены требования к диапазону изменения сопротивления Rsw между замкнутым и разомкнутым состояниями элемента коммутации Sw1, что упрощает его реализацию.