ЦИФРОВАЯ АКТИВНАЯ ФАЗИРОВАННАЯ АНТЕННАЯ РЕШЕТКА

Предлагаемое изобретение относится к радиолокации, в частности к устройству цифровой активной фазированной антенной решетки (ЦАФАР), работающей в составе импульсно-доплеровской бортовой радиолокационной станции (БРЛС). Изобретение может быть использовано в ЦАФАР для повышения разрешения по дальности, и одновременного расширения диапазона однозначного измерения доплеровского сдвига частоты.

В настоящее время в БРЛС в качестве антенны все чаще используют ЦАФАР, где осуществляется распределенное генерирование, распределенный прием и обработка принятых сигналов. Использование ЦАФАР повышает возможности БРЛС по получению информации о нескольких разнесенных по углу целях, по подавлению активных помех, позволяет решать многофункциональные задачи на базе одной БРЛС. Одним из требований к современным антеннам является возможность формирования множества различных приемных диаграмм, что определяет ее структуру с использованием цифровой пространственной обработки принятого сигнала.

Современная БРЛС может работать в разных режимах, при этом требуется адаптация используемого зондирующего сигнала под конкретную ситуацию и задачу. Во многих случаях в БРЛС необходимо обеспечить высокое разрешение по дальности, составляющее единицы метров и менее. Такое разрешение реализуется в БРЛС бокового обзора, в радиовысотомерах, в системах распознавания целей и т.д. При этом используются сигналы с шириной спектра более 100 МГц. При цифровой обработке столь широкополосных сигналов необходимо задавать высокую частоту дискретизации, что приводит к большому объему данных и высокой трудоемкости их обработки.

Для снижения ширины спектра обрабатываемых сигналов и частоты их дискретизации обычно используют сигналы с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) и их обработку со снятием ЛЧМ в смесителе приемника.

Известными БРЛС такого типа являются радиовысотомеры, использующие непрерывные сигналы с ЛЧМ (ЧМ-радиовысотомеры). Например, в [4] на с. 268 описан ЧМ-радиовысотомер с авторегулировкой параметров модуляции. В нем используется непрерывный сигнал с периодической пилообразной ЧМ с девиацией частоты 120 МГц, реализуется разрешение сигнала по дальности 1,3 м. При этом ширина спектра дальномерных частот не превышает 10 кГц, что позволяет использовать цифровую обработку с частотой дискретизации 20 кГц. Точность измерения высоты над ровной поверхностью в следящем режиме составляет 0,3 м. Недостатком таких систем является необходимость использования двух разнесенных антенн, приемной и передающей. Это увеличивает габариты и снижает максимальную дальность работы (обычно не более 5 км) из-за конечной развязки между антеннами. Кроме того, в таких системах нет обзора пространства и когерентной обработки пачки импульсов для обеспечения режима синтезирования апертуры.

Известна БРЛС бокового обзора «Шмель» разработки ОАО «УПКБ «Деталь» [5]. В ней используется периодический сигнал с пилообразной ЧМ и когерентная обработка пачки импульсов. При ширине спектра сигнала 120 МГц и длительности пачки до 3 с реализуется линейное разрешение по дальности и по азимуту 1,3*1,3 м. Недостатками такой системы при сравнении с заявляемой ЦАФАР является необходимость использования двух разнесенных антенн, приемной и передающей. Это увеличивает габариты и ограничивает максимальную дальность работы до 10 км. Кроме того, в системе отсутствует режим сканирования, возможен только боковой обзор местности.

Известны импульсно-доплеровские РЛС, использующие непрерывный ЛЧМ-сигнал и электронное сканирование в широком секторе углов [6, 7]. Высокое разрешение по дальности обеспечивается большой девиацией частоты. В режиме приема используется фазированная антенная решетка, формирующая множество приемных диаграмм направленности. Недостатком таких систем является необходимость применения отдельной передающей антенны, что увеличивает габариты, ограничивает максимальную дальность работы.

Известны РЛС, использующие импульсные зондирующие сигналы с ЛЧМ и корреляционно-фильтровую обработку принятых сигналов с обобщенным гетеродинированием [2], с. 133. Гетеродин формирует колебание с ЛЧМ, которое снимает модуляцию сигнала в смесителе приемника (полностью или частично). Это сужает спектр принятого сигнала и позволяет снизить частоту дискретизации при цифровой обработке сигнала. Импульсный режим работы позволяет отказаться от применения двух разнесенных антенн, что снижает ее габариты системы. При этом дальность работы ограничивается только энергетическим потенциалом БРЛС. Однако в указанной публикации не описано применение таких сигналов и способ их обработки в ЦАФАР.

Дополнительным недостатком перечисленных выше систем является отсутствие возможности работы с удвоенной частотой повторения импульсов. Это ограничивает диапазон однозначно измеряемых доплеровских сдвигов частоты и затрудняет работу БРЛС при высокой скорости полета носителя.

Известна цифровая активная фазированная антенная решетка [1], блок-схема которой показана на Фиг. 2, используемая в качестве прототипа. Ее работа выполняется следующим образом.

Перед началом работы центральный процессор 7 через второй вход-выход по шине управления задает значения параметров режима работы ЦАФАР. При этом устанавливается частота колебаний первого когерентного гетеродина 1 (гетеродин передатчика) и второго когерентного гетеродина 2 (гетеродин приемника). В синхронизатор 3 передаются значения длительности зондирующих импульсов и периода их повторения. В программируемую логическую интегральную схему (ПЛИС) 10-n каждого приемо-передающего модуля (ППМ) 8-n передаются значения амплитуды и начальной фазы сигнала, необходимые для формирования передающей диаграммы направленности (ДН) антенны, а также частота сигнала квадратурного генератора прямого цифрового синтеза (КГПС) 20-n и параметры внутриимпульсной модуляции зондирующего импульса. Эти параметры через третий вход-выход ПЛИС 10-n передаются в КГПС 20-n. В ПЛИС 10-n передаются параметры настройки преселекторов, в соответствии с которыми ПЛИС вырабатывает сигналы управления и передает их на вход 2 преселектора 13-n. В ПЛИС 10-n передаются также параметры приемного строба и частоты дискретизации, которые используются для управления работой аналого-цифрового преобразователя (АЦП) 18-n.

При этом первый когерентный гетеродин 1 формирует сигнал гетеродина передатчика с частотой , а второй когерентный гетеродин 2 формирует сигнал гетеродина приемника с частотой , которые поступают на входы коммутатора 4. Синхронизатор 3 формирует на третьем выходе последовательность тактовых импульсов. Через делитель мощности 6 эта последовательность импульсов поступает на первые входы КГПС 20-n и ПЛИС 10-n. Она же поступает на третьи входы когерентных гетеродинов 1 и 2. При этом все сигналы и гетеродин формируются от одной последовательности импульсов, стабилизированной кварцевым резонатором, что обеспечивает пространственную и временную когерентность ЦАФАР. В ПЛИС 10-n последовательность импульсов, поступающая на вход 1, используется для формирования всех сигналов синхронизации работы ППМ. Делением ее частоты получается последовательность импульсов дискретизации, которая через седьмой выход подается на третий вход АЦП 18-n. Это обеспечивает синхронную временную дискретизацию всех принятых сигналов, что сохраняет их пространственную когерентность.

После установки всех параметров из процессора 7 в синхронизатор 3 выдается команда начала работы. На каждом периоде повторения синхронизатор формирует на втором выходе видеоимпульс запуска передатчика, определяющий временное положение и длительность зондирующего импульса. На время действия импульса коммутатор 4 подключает второй выход первого когерентного гетеродина 1 к входу делителя мощности 5, поэтому на первые входы квадратурных балансных смесителей 19-n поступает гетеродин передатчика. Видеоимпульс подается также на второй вход ПЛИС 10-n и используется для синхронизации работы всех ППМ. ПЛИС передает этот импульс через четвертый выход на второй вход усилителей мощности 11-n для формирования огибающей зондирующего импульса. С пятого выхода ПЛИС на второй вход ключа 16-n подается импульс бланкирования приемника. По фронту импульса через третий вход-выход в КГПС 20-n подается команда начала работы. Это приводит к одновременному запуску формирования закона модуляции зондирующего импульса всех ППМ, что обеспечивает пространственную когерентность сигналов.

При этом на выходах всех КГПС 20-n формируются квадратурные сигналы с частотой F₀ и одинаковым законом угловой модуляции ϕ(t). Амплитуда и начальная фаза сигналов U_n, ϕ_n заданы индивидуально для каждого ППМ и определяют форму и направление ДН передающей антенны. На выходе квадратурных балансных смесителей 19-n формируется сигнал с частотой . Кроме того, на выход смесителя проходит неподавленный остаток гетеродина передатчика с частотой , а также остаток второй боковой составляющей модуляции с частотой .

Сформированный сигнал с выхода смесителя 19-n подается на первый вход усилителя мощности 11-n, который обеспечивает формирование огибающей зондирующего импульса и его усиление до требуемой мощности. Затем зондирующий импульс через циркулятор 12-n передается на элемент антенной решетки 9-n и излучается. В это время на первый вход смесителя 14-n поступает неподавленный ключом 16-n остаток излучаемого сигнала, а на второй его вход поступает гетеродин передатчика с частотой . При этом сигналы на выходе смесителя имеют частоту F₀, которая много меньше промежуточной частоты (ПЧ), что защищает тракт ПЧ от перегрузки.

По окончании импульса запуска передатчика излучение зондирующего сигнала прекращается и все ППМ переводятся в режим приема. При этом коммутатор 4 подключает второй выход второго когерентного гетеродина 2 к входу делителя мощности 5. Гетеродин приемника с частотой через коммутатор 4, делитель мощности 5 и входы 1-n всех ППМ поступает на вторые входы смесителей 14-n. Принятый элементами антенны 9-n сигнал через циркулятор 12-n, преселектор 13-n, открытый ключ 16-n, малошумящий усилитель 15-n поступает на смеситель 14-n, а с его выхода - на вход фильтра промежуточной частоты 17-n. При этом преселектор обеспечивает подавление помех на частоте зеркального канала приема, а также широкополосных помех.

Промежуточная частота сигнала на выходе смесителя . Сигнал, излученный на частоте , после отражения от цели, приема и преобразования частоты в смесителе имеет частоту . Она отличается от промежуточной на 2F₀, что превышает ширину полосы пропускания фильтра промежуточной частоты 17-n. Это обеспечивает эффективное подавление мешающего сигнала.

При работе ППМ в режиме приема устойчивость работы его сверхвысокочастотной (СВЧ)-части обеспечивается несколькими способами. Развязка приемника и передатчика обеспечивается применением раздельных смесителей и циркулятора. Кроме того, по окончании импульса запуска передатчика запирается усилитель мощности 11-n, а КГПС 20-n прекращает формирование сигнала, что приводит к запиранию квадратурного балансного смесителя 19-n. Перечисленные меры обеспечивают не только устойчивость схемы, но и подавление шумов передатчика на входе приемника.

Выделенный фильтром 17-n сигнал от цели поступает на первый вход АЦП 18-n. На его третий вход поступает последовательность импульсов дискретизации с седьмого выхода ПЛИС 10-n. В соответствии с заданными параметрами ПЛИС 10-n формирует на восьмом выходе видеоимпульс, определяющий временное положение и длительность приемного строба. Для обеспечения пространственной когерентности сигналов приемный строб всех ППМ жестко привязан к фронту импульса запуска передатчика. Он подается на четвертый вход АЦП 18-n и определяет множество временных отсчетов сигнала, которые со второго входа-выхода АЦП 18-n через шестой выход ППМ передаются на третий вход центрального процессора 7.

Частота дискретизации должна как минимум в 2 раза превышать ширину спектра принятого сигнала. Для минимизации числа отсчетов промежуточная частота должна быть кратной частоте дискретизации. Тогда АЦП обеспечивает цифровое преобразование частоты сигнала на нулевую промежуточную частоту. Оцифрованный сигнал со второго выхода АЦП 18-n по сигнальной шине передачи цифровых данных передается на третий вход центрального процессора 7. Все остальные операции, связанные с пространственной и временной обработкой сигнала, выполняются в цифровой форме в центральном процессоре.

Недостатком данной ЦАФАР является сложность увеличения ширины спектра зондирующего сигнала с целью соответствующего повышения разрешения БРЛС по дальности. Ширина спектра сигнала ограничена шириной полосы пропускания фильтра промежуточной частоты, а также возможностями формирования, передачи в центральный процессор и цифровой обработки большого множества отсчетов принятых сигналов. С ростом ширины спектра сигнала необходимо пропорционально увеличить частоту временной дискретизации, что приведет к росту объема цифровых данных. При большом числе ППМ быстрый рост объема цифровых данных ограничивает возможности увеличения ширины спектра используемых сигналов.

Целью предполагаемого изобретения является расширение спектра зондирующих импульсов для повышения разрешения по дальности без увеличения объема формируемых цифровых данных, и одновременное повышение частоты повторения импульсов для расширения диапазона однозначного измерения доплеровских сдвигов частоты.

Реализация поставленной цели в предлагаемой ЦАФАР обеспечивается введением новых связей для передачи управляющих сигналов от синхронизатора в оба когерентных гетеродина и коммутатор, а также введением возможности работы обоих когерентных гетеродинов в режиме формирования колебаний с ЛЧМ. При этом реализуется режим обобщенного гетеродина [2]. ЛЧМ гетеродина передатчика позволяет сформировать зондирующий импульс с большой девиацией частоты, обеспечивающий высокое разрешение по дальности. Изменение частоты гетеродина приемника по линейному закону с той же крутизной снимает ЛЧМ в смесителе приемника. После этого ширина спектра принятых сигналов уменьшается во много раз, что позволяет не расширять полосу пропускания фильтра ПЧ и сохранить прежнюю частоту дискретизации принятых сигналов в АЦП. Введение новых связей для передачи управляющих сигналов позволяет запускать формирование ЛЧМ когерентных гетеродинов в начале каждого периода повторения. Поочередный запуск ЛЧМ когерентных гетеродинов (первого - для нечетных периодов, второго - для четных) позволяет удвоить частоту повторения импульсов с целью расширения диапазона однозначного измерения доплеровских сдвигов частоты принятых сигналов. Отдельный управляющий сигнал, подаваемый на коммутатор, позволяет реализовать новые варианты коммутации гетеродинов.

Для достижения поставленной цели в ЦАФАР [1], содержащую первый и второй когерентные СВЧ гетеродины, выходы которых через первый и второй входы коммутатора соединены с входом первого делителя мощности, выходы которого соединены с первыми входами N приемо-передающих модулей (ППМ), синхронизатор, второй выход которого соединен с третьими входами всех ППМ, третий выход синхронизатора через второй делитель мощности соединен со вторыми входами всех ППМ, N+1-й выход второго делителя мощности соединен с третьими входами первого и второго когерентных гетеродинов, первый вход каждого ППМ через последовательно соединенные квадратурный балансный смеситель, усилитель мощности, циркулятор и пятый вход-выход ППМ соединен с элементом антенной решетки (АР), номер которого соответствует номеру ППМ, второй выход циркулятора каждого ППМ через последовательно соединенные преселектор, ключ защиты, малошумящий усилитель, смеситель, фильтр промежуточной частоты, АЦП, шестой выход ППМ и сигнальную шину соединен с третьим входом центрального процессора, второй вход смесителя соединен с первым входом ППМ, второй вход каждого ППМ соединен с первым входом ПЛИС и с первым входом КГПС, второй и третий выходы которого соединены со вторым и третьим входами квадратурного балансного смесителя, третий вход каждого ППМ соединен со вторым входом ПЛИС, третий вход-выход которой соединен с четвертым входом-выходом КГПС, четвертый выход ПЛИС соединен со вторым входом усилителя мощности, пятый выход ПЛИС соединен со вторым входом ключа защиты, шестой выход ПЛИС соединен со вторым входом преселектора, седьмой и восьмой выходы ПЛИС соединены с третьим и четвертым входами АЦП, девятый вход-выход ПЛИС через четвертый вход-выход каждого ППМ и сигнальную шину соединен со вторым входом-выходом центрального процессора, который по этой же шине соединен с первыми входами-выходами синхронизатора, первого и второго когерентных гетеродинов, первый вход-выход центрального процессора обеспечивает связь ЦАФАР с потребителем, введена возможность формирования первым и вторым когерентными гетеродинами колебаний с ЛЧМ, четвертый выход синхронизатора соединен с третьим входом коммутатора, пятый и шестой выходы синхронизатора соединены с четвертыми входами первого и второго когерентных гетеродинов, при этом центральный процессор для заданного потребителем режима работы ЦАФАР выдает команды установки начальной частоты и крутизны ЛЧМ в первый и второй когерентный СВЧ гетеродин, команды установки периода повторения и длительности зондирующих импульсов в синхронизатор, команды установки начальной фазы и амплитуды сигнала индивидуально для каждого ППМ, параметров модуляции сигнала и приемного строба в ПЛИС каждого ППМ; центральный процессор по известным алгоритмам выполняет цифровую обработку принятого сигнала; ПЛИС в каждом ППМ обеспечивает настройку полосы пропускания преселектора, установку параметров сигнала в КГПС, на время формирования зондирующего импульса открывает усилитель мощности и запирает ключ защиты приемника, формирует последовательность импульсов дискретизации и приемный строб-импульс для управления работой АЦП.

Сущность изобретения поясняется дальнейшим описанием и схемой предлагаемой ЦАФАР.

Фиг. 1 - структурная схема ЦАФАР.

На фиг. 1 приняты следующие обозначения:

1 - Первый когерентный СВЧ гетеродин (КГ1),

2 - Второй когерентный СВЧ гетеродин (КГ2),

3 - Синхронизатор (СНХ);

4 - Коммутатор (КОМ),

5 - Первый делитель мощности (ДМ1),

6 - Второй делитель мощности (ДМ2),

7 - Центральный процессор (ЦПР),

8-n - Приемо-передающий модуль с номером n (ППМn),

9-n - Элемент антенной решетки с номером n (An),

10-n - Программируемая логическая интегральная схема (ПЛИС),

11-n - Усилитель мощности (УМ),

12-n - Циркулятор (Ц),

13-n - Преселектор (ПС),

14-n - Смеситель (СМ),

15-n - Малошумящий усилитель (МШУ),

16-n - Ключ защиты приемника (Кл),

17-n - Фильтр ПЧ (ФПЧ),

18-n - Аналого-цифровой преобразователь (АЦП),

19-n - Квадратурный балансный смеситель (КБС),

20-n - Квадратурный генератор прямого цифрового синтеза (КГПС),

В ЦАФАР, изображенной на фиг. 1, второй выход первого когерентного СВЧ гетеродина 1 соединяется с первым входом коммутатора 4, второй выход второго когерентного СВЧ гетеродина 2 соединяется со вторым входом коммутатора 4, выход которого соединен с входом первого делителя мощности 5, к выходам которого подключены первые входы всех ППМ 8-n. Четвертый выход синхронизатора 3 соединен с третьим входом коммутатора 4. Пятый и шестой выходы синхронизатора 3 соединены с четвертыми входами когерентных гетеродинов 1 и 2. Второй выход синхронизатора 3 через третьи входы каждого ППМ 8-n соединен со вторым входом ПЛИС 10-n. Третий выход синхронизатора 3 соединен с входом второго делителя мощности 6, к выходам которого подключены вторые входы всех ППМ 8-n. (N+1)-й выход второго делителя мощности 6 соединен с третьим входом первого и второго когерентных гетеродинов 1 и 2.

Первый вход каждого ППМ 8-n через последовательно соединенные квадратурный балансный смеситель 19-n, усилитель мощности 11-n, циркулятор 12-n, преселектор 13-n, ключ защиты 16-n, малошумящий усилитель 15-n, смеситель 14-n, фильтр ПЧ 17-n, аналого-цифровой преобразователь 18-n соединен с шестым выходом ППМ 8-n. Первый вход-выход циркулятора 12-n через пятый вход-выход ППМ 8-n соединен с элементом АР 9-n, номер которого соответствует номеру ППМ. Первый вход каждого ППМ 8-n соединен со вторым входом смесителя 14-n. Второй вход каждого ППМ 8-n соединен с первым входом КГПС 20-n и с первым входом ПЛИС 10-n. Второй и третий выходы КГПС 20-n соединены со вторым и третьим входами квадратурного балансного смесителя 19-n. Четвертый вход-выход КГПС 20-n подключен к третьему входу-выходу ПЛИС 10-n. Четвертый, пятый и шестой выходы ПЛИС 10-n соединены со вторыми входами усилителя мощности 11-n, ключа защиты 16-n и преселектора 13-n соответственно. Седьмой и восьмой выходы ПЛИС 10-n соединены с третьим и четвертым входами АЦП 18-n. Второй вход-выход центрального процессора 7 через шину управления соединен с первыми входами-выходами первого и второго когерентного гетеродина 1 и 2, синхронизатора 3, а через четвертые входы-выходы всех ППМ 8-n соединен с девятым входом-выходом ПЛИС 10-n. Третий вход центрального процессора 7 через сигнальную шину соединен с шестыми выходами всех ППМ 8-n. Первый вход-выход центрального процессора 7 обеспечивает связь ЦАФАР с потребителем.

В качестве синхронизатора 3 может быть использована микросхема EP3C55F484I7N, семейства Cyclone III фирмы Altera.

В качестве генераторов прямого синтеза сигналов 20 может быть использована микросхема AD9959 фирмы Analog Device.

В качестве квадратурных балансных смесителей 19 может быть использована микросхема НМС709 фирмы Hittite Microwave Corp.

В качестве малошумящих усилителей 15 может быть использована микросхема НМС564 фирмы Hittite Microwave Corp.

В качестве ключей защиты ППМ 16 может быть использована микросхема НМС347 фирмы Hittite Microwave Corp.

В качестве преселектора может быть использован микрополосковый полосовой фильтр. Для обеспечения работы в нескольких поддиапазонах можно использовать несколько коммутируемых фильтров.

В качестве центрального процессора может быть использована вычислительная машина НКШР.466535.133 производства НКБВС, г. Таганрог.

Когерентные гетеродины 1 и 2 с режимом формирования ЛЧМ-колебаний могут быть реализованы на микросхеме AD9959 фирмы Analog Device, включенной в кольцо цифровой фазовой автоподстройки частоты [3].

Коммутатор 4 может быть реализован на микросхеме HMC547LP3 фирмы Hittite Microwave Corp.

Аналого-цифровые преобразователи 18-n могут быть выполнены на микросхеме AD9228 фирмы Analog Device.

В качестве ПЛИС 10-n можно использовать микросхему EP3C25F256I7N, семейства Cyclone III фирмы Altera.

Остальные элементы ЦАФАР широко используются в радиолокации и не требуют пояснений по реализации.

С учетом структуры и технических возможностей перечисленных микросхем возможно конструктивное объединение четырех ППМ в один модуль, что позволяет сократить число используемых дорогостоящих микросхем. Для каждого модуля потребуется одна ПЛИС EP3C25F256I7N, одна микросхема АЦП AD9228 и две микросхемы КГПС AD9959. Кроме того, это позволяет использовать для четырех ППМ общие кабели и шины передачи цифровых данных. Все это позволяет снизить стоимость, габариты и массу ЦАФАР.

Работа предлагаемой ЦАФАР производится следующим образом.

Перед началом работы для каждой пачки импульсов центральный процессор 7 через второй вход-выход по шине управления задает значения параметров выбранного режима работы ЦАФАР. При этом устанавливается начальная частота колебаний F₀ и крутизна ЛЧМ μ первого когерентного гетеродина 1 (гетеродин для нечетных импульсов пачки) и второго когерентного гетеродина 2 (гетеродин для четных импульсов пачки). В синхронизатор 3 передаются значения длительности зондирующих импульсов τ_i и периода их повторения Т_р. В ПЛИС 10-n каждого ППМ 8-n передаются индивидуальные значения амплитуды и начальной фазы сигнала, необходимые для формирования передающей ДН антенны, а также общие значения частоты сигнала КГПС 20-n. При необходимости могут передаваться параметры внутриимпульсной модуляции зондирующего импульса, но в режиме обобщенного гетеродина они не используются. Эти параметры через третий вход-выход ПЛИС 10-n передаются в КГПС 20-n. В ПЛИС 10-n передаются также параметры настройки преселекторов, в соответствии с которыми ПЛИС вырабатывает сигналы управления и передает их на вход 2 преселектора 13-n. В ПЛИС 10-n передаются также параметры приемного строба и частоты дискретизации, которые используются для управления работой АЦП 18-n.

Синхронизатор 3 формирует на третьем выходе последовательность тактовых импульсов. Через второй делитель мощности 6 эта последовательность импульсов поступает на первые входы КГПС 20-n и ПЛИС 10-n, а также на третьи входы когерентных гетеродинов 1 и 2. При этом все сигналы и гетеродин формируются от одной последовательности импульсов, стабилизированной кварцевым резонатором, что обеспечивает пространственную и временную когерентность ЦАФАР. В ПЛИС 10-n последовательность импульсов, поступающая на вход 1, используется для формирования всех сигналов синхронизации работы ППМ. Делением ее частоты получается последовательность импульсов дискретизации, которая через седьмой выход подается на третий вход АЦП 18-n. Это обеспечивает синхронную временную дискретизацию принятых сигналов для всех ППМ, что сохраняет их пространственную когерентность.

После установки всех параметров из процессора 7 в синхронизатор 3 выдается команда начала работы.

С начала каждого нечетного периода повторения импульсов синхронизатор 3 формирует на пятом выходе положительный импульс запуска когерентного гетеродина 1, Фиг. 3а). При этом когерентный гетеродин 1 начинает формировать колебание с ЛЧМ. Закон изменения частоты первого гетеродина

при положительной крутизне ЛЧМ показан на Фиг. 3е), график 1. Здесь (2k-1) - номер нечетного периода повторения. В конце следующего, четного периода повторения импульс запуска сбрасывается, что вызывает возврат частоты гетеродина 1 в исходное состояние.

С начала каждого четного периода повторения синхронизатор 3 формирует на шестом выходе положительный импульс запуска когерентного гетеродина 2, Фиг. 3б). При этом когерентный гетеродин 2 начинает формировать колебание с ЛЧМ. Закон изменения частоты второго гетеродина показан на Фиг. 3е), график 2. Здесь 2k - номер четного периода повторения. В конце следующего, нечетного периода повторения импульс запуска сбрасывается в низкий уровень, что вызывает возврат частоты гетеродина 2 в исходное состояние.

В начале каждого периода повторения синхронизатор 3 формирует на втором выходе импульс запуска передатчика, Фиг. 3г). Он определяет длительность зондирующих импульсов, равную τ_i, и скважность пачки импульсов, равную 2.

Импульс запуска передатчика подается на второй вход ПЛИС 10-n всех ППМ и обеспечивает их переключение в режим передачи. При этом ПЛИС через вход-выход 3 запускает КГПС 20-n, он формирует радиоимпульс с заданной амплитудой и начальной фазой, которые определяют форму и направление ДН антенны на излучение. Частота сигнала всех КГПС одинакова и равна F_ppm. Сигнал КГПС подается на входы 2 и 3 квадратурного балансного смесителя 19-n, на вход 1 которого поступает гетеродин, выбранный коммутатором 4. В результате формируется зондирующий импульс с ЛЧМ, параметры которой определяются гетеродином. На время формирования импульса ПЛИС через четвертый выход открывает усилитель мощности 11-n. Усиленный им зондирующий импульс через циркулятор 12-n подается на антенный элемент 9-n и излучается в пространство. Одновременно ПЛИС с выхода 5 выдает бланкирующий импульс на ключ 16-n, который запирает его и защищает приемник от перегрузки.

После окончания импульса запуска передатчика ПЛИС 10-n обеспечивает переключение всех ППМ в режим приема. При этом ПЛИС отключает КГПС 20-n и запирает усилитель мощности 11-n, а также открывает ключ 16-n. При работе ППМ в режиме приема устойчивость работы его СВЧ-части обеспечивается несколькими способами. Развязка приемника и передатчика обеспечивается применением раздельных смесителей и циркулятора. Кроме того, по окончании импульса запуска передатчика запирается усилитель мощности 11-n, а КГПС 20-n прекращает формирование сигнала, что приводит к запиранию квадратурного балансного смесителя 19-n. Перечисленные меры обеспечивают не только устойчивость схемы, но и снижение шумов передатчика до требуемого уровня для обеспечения высокой чувствительности приемника. Принятые антенными элементами 9-n сигналы через циркулятор 12-n, преселектор 13-n, открытый ключ 16-n, малошумящий усилитель 15-n, смеситель 14-n и фильтр ПЧ 17-n поступают первый на вход АЦП 18-n.

Синхронизатор 3 формирует на четвертом выходе сигнал управления коммутатором 4, временная диаграмма которого показана на Фиг. 3в). В начале каждого нечетного периода повторения сигнал управления имеет высокий уровень, при этом коммутатор 4 подключает выход первого гетеродина 1 к входу первого делителя мощности 5. Первый гетеродин через делитель мощности 5 подается на вход квадратурного балансного смесителя 19-n в качестве гетеродина передатчика. При этом частота зондирующего импульса равна

Зависимость частоты зондирующего импульса нечетного периода от времени показана на Фиг. 3е), график 3. Импульсы, отраженные от цели, поступят на вход приемника в конце следующего, четного периода повторения. Зависимость частоты принятых импульсов от времени показана на Фиг. 3е), графики 4 и 5. Оба импульса соответствуют целям, расположенным в заданном стробе дальности. График 4 соответствует цели с минимальной дальностью, график 5 соответствует цели с максимальной дальностью. Частота принятых импульсов на входе приемника без учета доплеровского сдвига

где τ - задержка сигнала от цели.

В момент приема импульсов синхронизатор 3 формирует на четвертом выходе сигнал управления коммутатором 4 высокого уровня, Фиг. 3в). При этом первый гетеродин через коммутатор 4 и делитель мощности 5 подается на второй вход смесителя 14-n в качестве гетеродина приемника. Применение одного колебания в качестве гетеродина приемника и гетеродина передатчика обеспечивает временную когерентность принятой пачки импульсов.

Частота сигнала на выходе смесителя равна модулю разности частот

Частоты сигналов от всех целей из строба дальности должны попадать в полосу пропускания фильтра ПЧ 17-n. При этом для средней задержки сигнала цели из строба дальности τ_sr частота сигнала должна быть равна промежуточной частоте: . Решение уравнения имеет вид

Для КГПС 20-n, построенного на микросхеме AD9959 фирмы Analog Device, тактовая частота может составлять до 500 МГц, при этом частота F_ppm квадратурного сигнала КГПС может меняться от минус 200 до 200 МГц. Это дает достаточно широкие возможности подстройки частоты, чтобы обеспечить попадание спектра принятых сигналов в полосу пропускания фильтра ПЧ.

ПЛИС 10-n на восьмом выходе в конце каждого периода повторения формирует положительный импульс, определяющий положение приемного строба, Фиг. 3д). Начало приемного строба соответствует переднему фронту принятого импульса, отраженного от цели с максимальной задержкой. Конец приемного строба соответствует заднему фронту принятого импульса, отраженного от цели с минимальной задержкой. При скважности зондирующих импульсов равной 2 скважность принятых импульсов равна 3. При этом длительность и девиация частоты принятых импульсов будет в 1,5 раза меньше соответствующих параметров зондирующих импульсов. Это необходимо учитывать при расчете девиации частоты зондирующих импульсов. Например, при девиации частоты равной 150 МГц ширина спектра принятых импульсов составит 100 МГц, при этом будет обеспечено разрешение по дальности 1,5 м.

Работа на четном периоде повторения выполняется аналогично со сдвигом всех временных диаграмм на период. Зондирующий импульс формируется в начале четного периода. Зависимость его частоты от времени показана на Фиг. 3е), график 6. Принятые импульсы, отраженные от цели, поступят на вход приемника в конце следующего, нечетного периода, они находятся за пределами данного графика. В конце предыдущего, нечетного периода показаны принятые импульсы четного периода, излученного ранее. Зависимость их частоты от времени показана на Фиг. 3е), графики 7 и 8. Во время приема и излучения импульсов четного периода сигнал управления коммутатором на четвертом выходе синхронизатора 3 имеет низкий уровень, Фиг. 3в). При этом коммутатор 4 подключает выход второго гетеродина 2 к входу первого делителя мощности 5. При этом в качестве гетеродина приемника и в качестве гетеродина передатчика используется второй гетеродин, который запускается в начале каждого четного периода, Фиг. 3е), график 2.

Выделенные фильтром ПЧ 17-n сигналы от цели поступают на первый вход АЦП 18-n. На его третий вход поступает последовательность импульсов дискретизации с седьмого выхода ПЛИС 10-n. В соответствии с заданными параметрами ПЛИС 10-n формирует на восьмом выходе видеоимпульс, определяющий временное положение и длительность приемного строба, Фиг. 3д). Для обеспечения пространственной когерентности сигналов приемный строб всех ППМ жестко привязан к фронту импульса запуска передатчика. Он подается на четвертый вход АЦП 18-n и определяет множество временных отсчетов сигнала, которые со второго входа-выхода АЦП 18-n через шестой выход ППМ передаются на третий вход центрального процессора 7. Все остальные операции, связанные с пространственной и временной обработкой сигнала, выполняются в цифровой форме в центральном процессоре.

В описанном режиме работы задержка принятых сигналов превышает период повторения импульсов. При этом сигнал не обеспечивает однозначное измерение дальности. В таком случае подавление мешающих сигналов должно обеспечиваться диаграммой направленности антенны, либо цели с малыми задержками должны отсутствовать. Это возможно при достаточно большой высоте полета. Такой режим можно использовать, например, при наблюдении поверхности когерентной радиовысотомерной системой.

Предложенная ЦАФАР может работать в режиме обобщенного гетеродина без удвоения частоты повторения импульсов, если в этом нет необходимости. Для этого необходимо задать период повторения импульсов, превышающий максимальную задержку сигнала от цели. При этом можно сохранить режим чередования работы когерентных гетеродинов 1 и 2, а можно использовать только один гетеродин для всех периодов повторения.

Если не требуется высокое разрешение по дальности, предложенная ЦАФАР может работать без режима обобщенного гетеродина также, как ЦАФАР, описанная в прототипе. Для этого необходимо для обоих когерентных гетеродинов задать нулевую крутизну ЛЧМ и требуемые разные значения начальной частоты, в ПЛИС передать закон внутриимпульсной модуляции зондирующих импульсов. Синхронизатор 3 вместо последовательности импульсов Фиг. 3в) должен выдавать на четвертый выход последовательность импульсов запуска передатчика Фиг. 3г), которую он выдает на второй выход.

Таким образом, предложенная ЦАФАР сохраняет все возможности и преимущества, реализованные в прототипе. Техническим преимуществом предложенной ЦАФАР является возможность работы с высоким разрешением по дальности без увеличения объема формируемых цифровых данных. Кроме того, имеется возможность работы с удвоением частоты повторения импульсов, что позволяет в два раза расширить диапазон однозначно измеряемых доплеровских сдвигов частоты.

Согласно сведениям, представленным в материалах заявки, ЦАФАР может быть изготовлена по существующей, известной в радиопромышленности технологии, на базе известных комплектующих изделий и использована в БРЛС летательных аппаратов.

ЛИТЕРАТУРА

1. Патент РФ МПК H01Q 3/00, H01Q 3/26 №2451373 от 20.05.12 г. Активная фазированная антенная решетка.

2. Ширман Я.Д., Манжос В.Н. Теория и техника обработки радиолокационной информации на фоне помех. - М.: Радио и связь, 1981.

3. Манасевич В. Синтезаторы частоты, теория и проектирование, пер. с англ. - М.: Связь, 1979. - 384 с.

4. Виницкий А.С. Автономные радиосистемы: Учеб. пособие для вузов. – М.: Радио и связь, 1986. - 335 с. (ЧМ-РВ с авторегулировкой параметров модуляции, раздел 14.4, с. 268).

5. Мухин В.В., Нестеров М.Ю., Макрушин А.П., Колтышев Е.Е., Фролов А.Ю., Янковский В.Т. Малогабаритная радиолокационная станция бокового обзора «Шмель-М». Радиовысотометрия - 2010: Сборник трудов Третьей Всероссийской научно-технической конференции / Под. ред. А.А. Иофина, Л.И. Пономарева. - Екатеринбург: Форт Диалог-Исеть, 2010. - С. 94-97.

6. Патент США G01S 13/42, H01Q 3/22 №5351053 от 30.07.1993. Сверхширокополосный процессор обработки радиолокационного сигнала для решетки с электронным сканированием.

7. Патент США G01S 13/93 от 02.01.2001. Радиолокационное устройство.