Результат интеллектуальной деятельности: БИПОЛЯРНО-ПОЛЕВОЙ ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НА ОСНОВЕ "ПЕРЕГНУТОГО" КАСКОДА

Изобретение относится к области радиоэлектроники и может быть использовано в качестве прецизионного устройства усиления сигналов.

В современной радиоэлектронной аппаратуре находят применение операционные усилители (ОУ) на полевых и биполярных транзисторах, выполненные на основе архитектуры так называемого «перегнутого каскода» [1-22]. Их основные достоинства - расширенный частотный диапазон, а также эффективное использование напряжения питания.

Для работы в условиях космического пространства, в экспериментальной физике необходимы радиационно-стойкие ОУ с малым напряжением смещения нуля (U_см). Мировой опыт проектирования устройств данного класса показывает, что решение этих задач возможно с использованием биполярно-полевого технологического процесса [23], обеспечивающего формирование p-канальных полевых и высококачественных n-p-n биполярных транзисторов с радиационной стойкостью до 1 Мрад и потоком нейтронов до 10¹³ н/см². Однако, для таких ОУ необходима специальная схемотехника, учитывающая ограничения биполярно-полевой технологии [23].

Ближайшим прототипом (фиг. 1) заявляемого устройства является операционный усилитель по патенту US 7.215.200, fig. 6. Он содержит (фиг. 1) входной дифференциальный каскад 1, общая истоковая цепь которого 2 связана с первой 3 шиной источника питания, первый 4 и второй 5 входы входного дифференциального каскада 1, первый 6 токовый выход входного дифференциального каскада 1, связанный с эмиттером первого 7 выходного транзистора, второй 8 токовый выход входного дифференциального каскада 1, связанный с эмиттером второго 9 выходного транзистора, первый 10 вспомогательный двухполюсник, первый вывод которого соединен с эмиттером второго 9 выходного транзистора, второй 11 вспомогательный двухполюсник, первый вывод которого соединен с эмиттером первого 7 выходного транзистора, цепь динамической нагрузки 12, согласованную с первой 3 шиной источника питания, вход которой 13 подключен к коллектору первого 7 выходного транзистора, а выход 14 связан с выходом устройства 15 и коллектором второго 9 выходного транзистора, причем базы первого 7 и второго 9 выходных транзисторов соединены друг с другом, вторую 16 шину источника питания.

Существенный недостаток известного устройства состоит в нерациональном построении цепи стабилизации статического режима первого 7 и второго 9 выходных транзисторов, для которой требуется специальный источник напряжения смещения Е_с. При малых сопротивлениях первого 10 и второго 11 вспомогательных двухполюсников к источнику Е_с предъявляются повышенные требования, при которых температурные и радиационные изменения параметров транзисторов, в т.ч. напряжения эмиттер-база первого 7 и второго 9 выходных транзисторов, не приведут к дополнительной нестабильности входного и выходного токов цепи динамической нагрузки 12 (токового зеркала 12) и, как следствие, к появлению (при его коэффициенте усиления по току K_i≠-1) статической токовой ошибки на выходе устройства 15:

где ΔΙ_κ7, ΔΙ_κ9 - приращения коллекторных токов первого 7 и второго 9 выходных транзисторов, обусловленные нестабильностью напряжения цепи стабилизации статического режима Е_с.

Наличие токовой погрешности i₁₅ (1) «приводится» ко входу ОУ через крутизну входного дифференциального каскада 1 и создает повышенное напряжение смещение нуля:

Таким образом, существенный недостаток известного ОУ состоит в том, что в диапазоне рабочих, прежде всего низких температур, а также при воздействии потока нейтронов он имеет повышенные значения напряжения смещения нуля (U_см) (единицы-десятки милливольт). В конечном итоге это снижает прецизионность известного ОУ.

Основная задача предполагаемого изобретения состоит в уменьшении напряжения смещения нуля, прежде всего, при низкоомных сопротивлениях первого 10 и второго 11 вспомогательных двухполюсников (или при их замене на прямосмещенные p-n переходы с целью расширения частотного диапазона).

Поставленная задача достигается тем, что в операционном усилителе фиг. 1, содержащем входной дифференциальный каскад 1, общая истоковая цепь которого 2 связана с первой 3 шиной источника питания, первый 4 и второй 5 входы входного дифференциального каскада 1, первый 6 токовый выход входного дифференциального каскада 1, связанный с эмиттером первого 7 выходного транзистора, второй 8 токовый выход входного дифференциального каскада 1, связанный с эмиттером второго 9 выходного транзистора, первый 10 вспомогательный двухполюсник, первый вывод которого соединен с эмиттером второго 9 выходного транзистора, второй 11 вспомогательный двухполюсник, первый вывод которого соединен с эмиттером первого 7 выходного транзистора, цепь динамической нагрузки 12, согласованную с первой 3 шиной источника питания, вход которой 13 подключен к коллектору первого 7 выходного транзистора, а выход 14 связан с выходом устройства 15 и коллектором второго 9 выходного транзистора, причем базы первого 7 и второго 9 выходных транзисторов соединены друг с другом, вторую 16 шину источника питания, предусмотрены новые элементы и связи - вторые выводы первого 10 и второго 11 вспомогательных двухполюсников связаны со второй 16 шиной источника питания через первый 17 токостабилизирующий двухполюсник и подключены к базе дополнительного транзистора 18, эмиттер дополнительного транзистора 18 связан со второй 16 шиной источника питания, а его коллектор через второй 19 дополнительный токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 3 шиной источника питания.

На чертеже фиг. 1 показана схема ОУ-прототипа, а на чертеже фиг. 2 - схема заявляемого устройства в соответствии с п. 1 формулы изобретения.

На чертеже фиг. 3 показана схема заявляемого устройства в соответствии с п. 2 формулы изобретения.

На чертеже фиг. 4 представлена схема фиг. 2 с конкретным выполнением первого 10 и второго 11 вспомогательных двухполюсников - в виде транзисторов 23, 24. При этом второй 19 дополнительный токостабилизирующий двухполюсник выполнен в виде источника опорного тока.

На чертеже фиг. 5 приведена схема «перегнутого» каскода фиг. 2 в среде PSpice на радиационно-зависимых моделях интегральных транзисторов АБМК_1_3 НПО «Интеграл» (г. Минск).

На чертеже фиг. 6 показана частотная зависимость разомкнутого коэффициента усиления по напряжению схемы фиг. 4.

На чертеже фиг. 7 приведена зависимость напряжения смещения нуля схемы фиг. 5 от температуры в диапазоне минус 100÷+100°C (а) и потока нейтронов в диапазоне Fn=10¹²÷10¹⁸ н/м² (б).

На чертеже фиг. 8 показана схема «перегнутого» каскода в среде PSpice для случая, когда в качестве первого 10 и второго 11 вспомогательных двухполюсников используются p-n переходы Q4 и Q5.

На чертеже фиг. 9 представлена частотная зависимость коэффициента усиления по напряжению разомкнутого ОУ фиг. 8.

На чертеже фиг. 10 показана зависимость напряжения смещения нуля схемы фиг. 8 от температуры в диапазоне минус 60-80°C (а) и потока нейтронов в диапазоне Fn=10¹²÷10¹⁸ н/м² (б).

Биполярно-полевой операционный усилитель на основе «перегнутого» каскода фиг. 2 содержит входной дифференциальный каскад 1, общая истоковая цепь которого 2 связана с первой 3 шиной источника питания, первый 4 и второй 5 входы входного дифференциального каскада 1, первый 6 токовый выход входного дифференциального каскада 1, связанный с эмиттером первого 7 выходного транзистора, второй 8 токовый выход входного дифференциального каскада 1, связанный с эмиттером второго 9 выходного транзистора, первый 10 вспомогательный двухполюсник, первый вывод которого соединен с эмиттером второго 9 выходного транзистора, второй 11 вспомогательный двухполюсник, первый вывод которого соединен с эмиттером первого 7 выходного транзистора, цепь динамической нагрузки 12, согласованную с первой 3 шиной источника питания, вход которой 13 подключен к коллектору первого 7 выходного транзистора, а выход 14 связан с выходом устройства 15 и коллектором второго 9 выходного транзистора, причем базы первого 7 и второго 9 выходных транзисторов соединены друг с другом, вторую 16 шину источника питания. Вторые выводы первого 10 и второго 11 вспомогательных двухполюсников связаны со второй 16 шиной источника питания через первый 17 токостабилизирующий двухполюсник и подключены к базе дополнительного транзистора 18, эмиттер дополнительного транзистора 18 связан со второй 16 шиной источника питания, а его коллектор через второй 19 дополнительный токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 3 шиной источника питания.

На чертеже фиг. 2, в соответствии с п. 2 формулы изобретения, первый 10 и второй 11 вспомогательные двухполюсники выполнены в виде резисторов.

В схеме фиг. 2 входной дифференциальный каскад 1 выполнен на основе источника опорного тока 20 и входных полевых транзисторов 21, 22.

В частном случае, в качестве первого 17 токостабилизирующего двухполюсника в схеме фиг. 2 могут использоваться несколько (N_d>1) параллельно включенных p-n переходов. Это уменьшает общее токопотребление схемы.

На чертеже фиг. 3, в соответствии с п. 3 формулы изобретения, первый 10 и второй 11 вспомогательные двухполюсники выполнены в виде прямосмещенных p-n переходов на основе согласующих транзисторов 23 и 24.

В частном случае, для коррекции амплитудно-частотной характеристики, в соответствии с п. 4 формулы изобретения, первый 10 и второй 11 вспомогательные двухполюсники могут быть также выполнены в виде индуктивности с последовательно включенным дополнительным резистором.

В схеме фиг. 4 токостабилизирующий двухполюсник 17 реализован в виде многоэмиттерного биполярного транзистора. При числе эмиттеров, равном четырем (N_d=4) это обеспечивает ток эмиттера транзистора 17 в четыре раза больше, чем ток эмиттера дополнительного транзистора 18. В целом это положительно сказывается на общем энергопотреблении.

Рассмотрим работу ОУ фиг. 4.

Статический режим транзисторов схемы фиг. 4 устанавливается вторым 19 дополнительным токостабилизирующим двухполюсником и источником опорного тока 20, входящим в структуру входного дифференциального каскада 1. При этом токи стока (I_сi) и токи коллекторов (I_кi) транзисторов схемы определяются уравнениями Кирхгофа:

где I₂₀, I₁₉ - токи источника опорного тока 20 и второго 19 дополнительного токостабилизирующего двухполюсника.

Введение отрицательной обратной связи в общей эмиттерной цепи первого 7 и второго 9 выходных транзисторов позволяет обеспечить высокую стабильность статического режима схемы ОУ при малых сопротивлениях (R₀) первого 10 и второго 11 вспомогательных двухполюсников (фиг. 3). Минимальные значения R₀ могут быть соизмеримы с сопротивлениями эмиттерных переходов (r_э) первого 7 и второго 9 выходных транзисторов, что незначительно повлияет на дифференциальный коэффициент усиления ОУ благодаря отрицательной обратной связи по синфазному сигналу:

где φ_т≈26 мВ - температурный потенциал.

Повышение стабильности статического режима транзисторов в схеме фиг. 2 - фиг. 4 оказывает (за счет введения новых элементов и связей между ними) положительное влияние на напряжение смещения нуля ОУ и его стабильность (графики фиг. 7, фиг. 10 получены без учета разброса параметров транзисторов).

Таким образом, заявляемое устройство, в сравнении с ОУ-прототипом, имеет более высокие потенциальные возможности по стабильности статического режима.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Патентная заявка US №2002/0196079, fig. 1

2. Патент US 4.600.893, fig. 7

3. Патент US 4.387.309

4. Патент US 4.406.990, fig. 4

5. Патент US 6.788.143

6. Патент US 7.411.451, fig. 5

7. Патент US 5.420.540

8. Патент US 4.390.850

9. Патент US 5.963.085

10. Патент US 4.783.637

11. Патент США №5.422.600, фиг. 2

12. Патент США №5.952.882

13. Патент США №4.723.111

14. Патент США №4.293.824

15. Патент США №5.323.121

16. Патент RU №2.354.041 C1

17. Патентная заявка США №2003/0201828 fig. 1, fig. 2

18. Патент США №6.825.721 fig. 1, fig. 2

19. Патент США №6.542.030 fig. 1

20. Патент US 6.456.162, fig. 2

21. Патент US 6.501.333

22. Патент US 6.717.466

23. Элементная база радиационно-стойких информационно-измерительных систем: монография / Н.Н. Прокопенко, О.В. Дворников, С.Г. Крутчинский; под общ. ред. д.т.н. проф. Н.Н. Прокопенко; ФГБОУ ВПО «Южно-Рос. гос. ун-т. экономики и сервиса». - Шахты: ФГБОУ ВПО «ЮРГУЭС», 2011. - 208 с.