СПОСОБ ПОСТРОЕНИЯ МИКРОПОЛОСКОВЫХ НАПРАВЛЕННЫХ ОТВЕТВИТЕЛЕЙ

Изобретение относится к технике сверхвысоких частот (СВЧ) и может быть использовано при проектировании фазированных антенных решеток (ФАР), в частности микрополосковых делителей мощности, и при создании приемопередающих модулей активных ФАР.

Применение микрополосковых направленных ответвителей (НО) в ФАР обусловлено их функциональным назначением: в одних случаях в качестве элементов деления мощности, в других для определения уровня мощностей как поступающих на излучатели решетки, так и отраженных от них. В последнем случае они известны как направленные детекторы.

Требуемый диапазон переходных ослаблений микрополосковых НО для означенных выше применений достаточно широк и лежит в пределах 8-35 дБ при минимальной направленности не менее 20 дБ и рабочей полосе частот порядка 50%; помимо этого к НО предъявляются требования как по уровню проходящей через них мощности, так и по относительно малым габаритным размерам.

Этим требованиям удовлетворяют микрополосковые НО на связанных линиях передачи. Как правило, они изготавливаются на основе кусочно-однородной в поперечном сечении диэлектрической среды, которая, как известно, производит «расщепление» собственных волн структуры из связанных линий на волны с различными фазовыми скоростями. А интересующая нас направленность как раз зависит от разности фазовых скоростей этих волн в системе связанных полосковых линий. Здесь следует иметь в виду, что связь между линиями передачи осуществляется как электрической, так и магнитной компонентами поля, причем для регулярных связанных линий погонные параметры - коэффициенты связи по той и другой компонентам поля - не совпадают друг с другом.

Для выравнивания фазовых скоростей прибегают к различным схемотехническим приемам (описанным, например, в [1, 2]), которые могут служить аналогами предлагаемого изобретения. Так, в [1] рассмотрены индуктивно-емкостные компенсирующие элементы, периодически расположенные вдоль четвертьволновых секций из двух связанных микрополосковых линий, обеспечивающие выравнивание скоростей четной и нечетной волн, использованные для создания НО с переходным ослаблением 10-20 дБ в рабочей полосе не менее октавы с направленностью 15-25 дБ для частот от 0.2 до 18 ГГц. Каждая из связанных линий (при слабой связи) представляет собой каскадное соединение коротких отрезков широких и узких полосковых проводников, что ограничивает предельную пропускную мощность. В работе [2] для выравнивания фазовых скоростей предлагается накрывать область связи микрополоскового НО дополнительным листом диэлектрика. Однако этот способ не технологичен, так как крепление листа приводит либо к усложнению конструкции НО, либо к недоступности коррекции его рабочих характеристик в случае их ухудшения.

Известен еще один способ повышения направленности НО [3], который заключается в увеличении емкостной связи, путем включения в определенных местах дополнительных емкостей между связанными микрополосковыми линиями передачи, которые располагаются на заземленной диэлектрической подложке, в вычислении оптимальных характеристик НО с емкостями с помощью матриц рассеяния и оптимизации геометрии микрополосковых линий.

Именно этот способ выбирается в качестве прототипа. На фиг. 1 показаны возможные варианты расположения емкостных элементов (конденсаторов С): на фиг. 1а - навесных конденсаторов, а на фиг. 1б - встречно-штыревых конденсаторов. Оба варианта практически реализуемы при достаточно умеренных величинах переходного ослабления (не более 10-15 дБ при использовании подложек из поликора), когда расстояние между связанными полосковыми проводниками НО не превышает длины конденсатора, причем из двух представленных вариантов предпочтение следует отдать второму варианту, как отличающемуся большей надежностью при массовом изготовлении.

К существенным недостаткам прототипа можно отнести: невозможность конструктивной реализации НО с переходным ослаблением более 25-40 дБ из-за больших расстояний между связанными линиями, отсутствие методики построения НО для случая слабосвязанных линий разной ширины (при прохождении по основному каналу НО - широкой линии - мощности повышенного уровня) и искажение характеристик НО из-за влияния на них контактных площадок под конденсаторы.

Достигаемым техническим результатом предлагаемого изобретения является повышение направленности направленного ответвителя в широком диапазоне его переходных ослаблений при улучшении технологичности изготовления.

Разработка способа повышения направленности ответвителей на двух связанных микрополосковых линиях основана на изменении структуры НО, а именно в области связи к микрополосковым линиям, располагаемым на заземленной с обратной стороны подложке, подключаются емкостные элементы таким образом, чтобы НО представлял собой согласованный с трактом восьмиполюсник.

Указанный технический результат достигается тем, что в известном способе построения НО, где реализуют емкостную связь путем включения в определенных местах дополнительных емкостей между связанными микрополосковыми линиями передачи, которые располагаются на заземленной диэлектрической подложке, вычисляют оптимальные характеристики НО с емкостями с помощью матриц рассеяния при варьировании геометрии микрополосковых линий, - введен следующий порядок действий: на первом этапе производят схемотехническое моделирование, где вначале задают в программном пакете значения частотного диапазона и параметры диэлектрической подложки (диэлектрическую проницаемость, толщину подложки без учета потерь как в подложке так и в проводниках), затем выбирают конфигурацию НО, включающую в себя связанные микрополосковые линии с емкостными элементами, задают значения ширины, длины, расстояния между линиями, количество емкостных элементов (микрополосковых шлейфов и емкостных элементов связи) и их параметры, задают выходные данные устройства: минимальный (близкий к единице) коэффициент стоячей волны (КСВ), переходное ослабление, развязку, проводят параметрическую оптимизацию, по итогам схемотехнического моделирования получают топологическую модель НО с емкостными элементами в виде микрополосковых шлейфов и емкостных элементов связи, затем, на втором этапе, используя результаты схемотехнического моделирования, осуществляют электродинамическое моделирование, где путем небольших эмпирических вариаций геометрических параметров получают окончательный вариант топологии микрополоскового НО.

Направленность вытекает из теоремы о том, что «взаимный восьмиполюсник без потерь, полностью внутренне согласованный, является идеальным направленным ответвителем» [4]. Конфигурации емкостных элементов при схемотехническом моделировании включают в себя четыре основных вида: емкость на землю (фиг. 2а), емкость связи (фиг. 2б), короткий шлейф (фиг. 2в), емкостной элемент связи (фиг. 2г); возможны также их комбинации. При электродинамическом моделировании конфигурации могут быть самыми разнообразными и зависят главным образом от параметров микрополосковых шлейфов (фиг. 2з) и емкостных элементов связи (фиг. 2д, е, ж). Электродинамическая модель емкостного элемента связи в общем случае состоит двух коротких микрополосковых отрезков с уширениями на концах, разделенных малым зазором (образующим емкость связи) и включенных между связанными линиями НО (фиг. 2д, е, ж). Нулевая емкость связи означает, что к связанной линии подключен согласующий короткий шлейф (фиг. 2з).

Сущность изобретения

В программном пакете схемотехнического и электродинамического моделирования Microwave Office [5] исходя из выбранного частотного диапазона, требуемого переходного ослабления и развязки, вначале строят схемотехническую, а затем топологическую модель, на основе которой решают задачу на наилучшее согласование НО (восьмиполюсника) с трактом. При построении модели, по существу, решают задачу структурного синтеза, когда определяют вид схемы и топологию, включающие в себя число и конфигурацию емкостных элементов.

Например (см. фиг. 2и), задают в программном пакете значение частотного диапазона (лежащего внутри полосы частот 1-2 ГГц) и параметры подложки: относительную диэлектрическую проницаемость, толщину подложки. Потери не учитывают. Затем выбирают конфигурацию НО, где задают значения ширины, длины, расстояния между линиями и количество емкостных элементов. Здесь, принимают во внимание унитарность матрицы рассеяния S, из которой для согласованного с трактом восьмиполюсника вытекает равенство S₂₄=S₁₃, где S₂₄, S₁₃ - элементы матрицы рассеяния, а 1, 2, 3, 4 - номера портов НО. Данное равенство полезно при выборе числа шлейфов в основном и вторичном каналах НО. Затем задают цель оптимизации - данные выходных параметров устройства: КСВ менее 1,03, переходное ослабление 30 дБ, развязку более 60 дБ. Далее программой проводится параметрическая оптимизация, параметрами которой выступают значения емкостей, геометрические размеры микрополосковых линий и расстояние между линиями. Первоначальное расстояние между связанными линиями выбирают из условия равенства переходного ослабления исходного НО на связанных линиях заданному значению. В итоге емкостной элемент связи с емкостью связи С₁, включенный между линиями НО и изображенный на фиг. 2г, реализуется в виде короткого микрополоскового отрезка с уширением па конце и близко расположенного участка связанной линии НО, а емкости на землю С₂ реализуются в виде двух коротких шлейфов (фиг. 2к).

Используя результаты схемотехнического моделирования, осуществляем переход к электродинамической модели, в которой путем вариаций геометрических параметров подбирают окончательный вариант топологии микрополоскового НО с большим (в 30 дБ) переходным ослаблением, которая приведена на фигуре 3а. Длину короткого микрополоскового отрезка с уширением определяют исходя из расстояния между связанными линиями, а его ширину, равно как и ширину узкой линии НО, находят эмпирическим путем, отталкиваясь от условия наилучшего согласования вторичного канала НО с трактом. Параметры основного канала НО - ширину микрополосковых линий и параметры коротких шлейфов - вычисляют исходя из требований к согласованию канала, переходному ослаблению и развязке. На фигуре 3б приведены результаты программных расчетов, выполненные для подложки из поликора с относительной диэлектрической проницаемостью ε=9,8, толщиной 1 мм.

На фиг. 4а (электродинамическая модель) представлен пример топологии микрополоскового НО с умеренным переходным ослаблением 8,5 дБ, выполненной на связанных линиях одинаковой ширины. Здесь в отличие от прототипа в местах подключения емкости связи присутствуют также паразитные емкости на землю, обозначенные на фиг. 4б (являющейся схемотехнической моделью НО) через С1. Из-за них сформулированные выше требования к характеристикам НО в части согласования с трактом приводят к некоторому уменьшению ширин связанных линий в топологии НО. Необходимо заметить, что требования равенства коэффициентов передачи основного и дополнительного каналов здесь отсутствуют в силу симметрии конструкции. Результаты программных расчетов для НО с переходным ослаблением 8,5 дБ на подложке из поликора с относительной диэлектрической проницаемостью ε=9,8, толщиной 1 мм показаны на фиг. 4в.

На фиг. 5а представлен упрощенный вариант топологии НО с переходным ослаблением 30 дБ. Здесь в качестве емкостного элемента используется отрезок широкой микрополосковой линии с близко расположенным к связанной линии основного канала торцом. В основном канале поперечные шлейфы вообще отсутствуют, а близкая к нулю разность фаз между коэффициентами передачи в каналах обеспечивается замедлением волны в основном канале, где связанная полосковая линия значительно шире. На фиг. 5б приведены расчетные (программные) и экспериментальные характеристики такого НО, изготовленного на подложке из материала Rodgers с относительной диэлектрической проницаемостью ε=10,2, толщиной 1,27 мм. Экспериментальные характеристики обозначены штрихпунктирной линией.

Также с помощью заявляемого способа можно получать различные варианты топологий микрополосковых НО в зависимости от поставленных задач. Так, при решении задачи по повышению уровня пропускаемой по основному каналу НО мощности, топология устройства примет вид, представленный на фиг. 6, где конфигурация открытого конца шлейфа в виде Т-образного уширения, заменена участком металлизации в виде круга.

Реализация устройства с двумя вторичными каналами представлена на фиг. 7.

На фиг. 8 изображена топология НО с увеличенной шириной рабочей полосы.

Таким образом, предложен способ построения микрополосковых направленных ответвителей на связанных микрополосковых линиях, позволяющий создавать широкую номенклатуру НО с повышенной направленностью в широком диапазоне его переходных ослаблений при улучшенной технологичности изготовления для различных применений в интегральных СВЧ устройствах и, в частности, в малогабаритных модулях ФАР.

Список использованной литературы

1. Стародубровский Р.К. Компенсирующие структуры связанных линий для широкополосных и сверхширокополосных микрополосковых направленных ответвителей. Антенны, вып. 7, 2004, стр. 40-45.

2. Микроэлектронные устройства СВЧ / Под ред. проф. Г.И. Веселова, М.: «Высшая школа», 1988, 280 с.

3. Темнов В.М., Суворов В.Н. Увеличение направленности микрополосковых ответвителей. Вопросы радиоэлектроники, сер. РИТ, 1973, вып. 5, стр. 115-120.

4. Будурис Ж., Шеневье П. Цепи сверхвысоких частот. (Теория и применение): Пер. с франц. / Под ред. проф. А.Л. Зиновьева, М.: «Советское радио», 1979, 288 с.

5. Разевиг В.Д., Потапов Ю.В., Курушин А.А. Проектирование СВЧ устройств с помощью Microwave Office / Под ред. В.Д. Разевига, М.: СОЛОН-Пресс, 2003, 496 с.