Результат интеллектуальной деятельности: СУПЕРГЕТЕРОДИННЫЙ ПРИЕМНИК СЛОЖНЫХ ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ С ДВОЙНЫМ ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ ЧАСТОТЫ

Предлагаемый приемник относится к радиотехнике, а именно к сверхвысокочастотным (СВЧ) приемникам, применяемым в системах связи, навигации, а также бортовых и наземных радиолокационных станций (РЛС).

Известны супергетеродинные приемники, в том числе и с двойным преобразованием частоты (а.с. СССР №№1.718.695, 1.758.883, 1.785.410, 1.799.226, 1.799.227; патенты РФ №№1.838.882, 2.001.533, 2.007.046, 2.166.769, 2.181.528, 2.369.962, 2.452.089, 2.490.792; патент США №2.955.199; патенты Великобритании №№1.180.440, 1.341.192, 2.096.865; патент EP №1.006.699; Н.И. Чистяков, В.М. Сидоров. Радиоприемные устройства / Под общ. ред. Н.И. Чистякова. М.: «Связь». 1974. С. 329, рис. 121в и др.).

Из известных устройств наиболее близким к предлагаемому является «супергетеродинный с двойным преобразованием частоты» (Н.И. Чистяков, В.М. Сидоров. Радиоприемные устройства / Под общ. ред. Н.И. Чистякова. М.: «Связь». 1974. С. 329, рис. 121в), который и выбран в качестве прототипа.

В известном приемнике одно и тоже значение первой промежуточной частоты ω_пр1 может быть получено в результате приема сигналов на двух частотах ω_с и ω₃, т.е.

ω_пр1=ω_с-ω_г1 и ω_пр1=ω_г1-ω₃,

где ω_с - частота основного канала приема;

ω₃ - частота зеркального канала приема;

ω_г1 - частота первого гетеродина.

Следовательно, если частоту настройки ω_с принять за основной канал приема, то наряду с ним будет присутствовать и зеркальный канал приема, частота ω₃ которого отличается от частоты ω_с на 2ω_пр1 и расположена симметрично (зеркально) относительно частоты ω_г1 первого гетеродина (фиг. 2). Преобразование по зеркальному каналу приема происходит с тем же коэффициентом преобразования К_пр, что и по основному каналу. Поэтому он наиболее существенно влияет на избирательность и помехоустойчивость приемника.

Кроме зеркального существуют и другие дополнительные (комбинационные, интермодуляционные и канал прямого прохождения) каналы приема.

В общем виде любой комбинационный канал приема имеет место при выполнении условия:

ω_пр1=|±mω_кi±nω_г1|,

где ω_кi - частота i-го комбинационного канала приема;

m, n, i - целые положительные числа.

Наиболее вредными комбинационными каналами приема являются каналы, образующиеся при взаимодействии первой гармоники частоты сигнала с гармониками частоты первого гетеродина малого порядка (второй, третьей), так как чувствительность приемника по этим каналам близка к чувствительности основного канала приема.

Так, двум комбинационным каналам при m=1 и n=2 соответствуют частоты:

ω_к1=2ω_г1-ω_пр1, ω_к2=2ω_г1+ω_пр1,

Если частота помехи ω_п равна первой промежуточной частоте ω_пр1 (ω_п=ω_пр1), то формируется канал прямого прохождения. Для помехи, принимаемой по данному каналу, блоки приемника являются простыми передаточными звеньями.

Если два или более двух мощных сигналов на частотах ω₁, ω₂ и т.д. попадут в полосу частот Δω_п1, расположенную «слева» от полосы пропускания Δω_п приемника, то в результате взаимодействия на нелинейных элементах образуются интермодуляционные составляющие, которые попадают в полосу пропускания Δω_п приемника. При этом частоту настройки ω_н1 и полосу пропускания Δω_п1 выбирают следующим образом:

ω_н2=(ω₁+ω₂)/2, Δω_п1=ω₂-ω₁,

где ω₁, ω₂ - граничные частоты, определяющие полосу частот Δω_п1, попадание в которую двух или более сигналов приводит к образованию интермодуляционных помех (фиг. 3).

Если два или более мощных сигнала на частотах ω₃ и ω₄ попадают в полосу частот Δω_п2, расположенную «справа» от полосы пропускания Δω_п приемника, то в результате взаимодействия на нелинейных элементах образуются интермодуляционные составляющие, которые попадают в полосу пропускания Δω_п приемника. При этом частоту настройки ω_н2 и полосу пропускания Δω_п2 выбирают следующим образом:

ω_н3=(ω₃+ω₄)/2, Δω_п2=ω₄-ω₃,

где ω₃, ω₄ - граничные частоты, определяющие полосу частот Δω_п2, попадание в которую двух или более сигналов приводит к образованию интермодуляционных помех (фиг. 4).

Наличие ложных сигналов (помех), принимаемых по каналу прямого прохождения, зеркальному, интермодуляционным и комбинационным каналам, приводит к снижению избирательности и помехоустойчивости приемника.

Необходимым условием приема и демодуляции сложных фазоманипулированных (ФМн) сигналов является наличие опорного напряжения, имеющего постоянную начальную фазу и частоту, равную частоте принимаемого ФМн сигнала.

Принципиально возможны три способа получения опорного напряжения (Дикарев В.И. Методы и технические решения приема и обработки радиосигналов: Учебник. СПб, 2000. С. 143-149):

- от местного генератора;

- с помощью вспомогательного пилот-сигнала, передаваемого по отдельному каналу;

- непосредственно из самого принимаемого ФМн сигнала.

Первый способ не обеспечивает необходимой синфазности и синхронности колебаний, так как фаза и частота любого высокостабильного генератора изменяется под влиянием различных дестабилизирующих факторов. Второй способ получения опорного напряжения также не нашел широкого применения, поскольку его техническая реализация приводит к потерям спектра и мощности в канале на передачу пилот-сигнала. Наибольшее распространение нашел способ выделения опорного напряжения непосредственно из принимаемого ФМн сигнала.

В настоящее время разработан ряд интересных и оригинальных схем, обеспечивающих выделение опорного напряжения непосредственно из принимаемого ФМн сигнала (например, схемы Пистолькорса А.А., Сифорова В.И., Костаса Д.Ф., Травина Г.А. и др.). Однако всем им присуще явление «обратной работы», которое снижает достоверность приема ФМн сигналов.

Технической задачей изобретения является повышение избирательности, помехоустойчивости и достоверности приема сложных фазоманипулированных сигналов путем подавления ложных сигналов (помех), принимаемых по дополнительным каналам, и устранения явления «обратной работы».

Поставленная задача решается тем, что супергетеродинный приемник сложных фазоманипулированных сигналов с двойным преобразованием частоты, содержащий, в соответствии с ближайшим аналогом, последовательно включенные антенну, входную цепь и усилитель радиочастоты, последовательно включенные первый гетеродин, первый смеситель и первый усилитель первой промежуточной частоты, последовательно включенные второй гетеродин, второй смеситель, усилитель второй промежуточной частоты, демодулятор и выходную цепь, выход которой является выходном приемника, отличается от ближайшего аналога тем, что он снабжен двумя узкополосными фильтрами, тремя фазоинверторами, четырьмя сумматорами, двумя фазовращателями на 90°, перемножителем, амплитудным детектором, ключом, третьим смесителем и вторым усилителем первой промежуточной частоты, причем к выходу усилителя радиочастоты последовательно подключены первый узкополосный фильтр, первый фазоинвертор, первый сумматор, второй вход которого соединен с выходом усилителя радиочастоты, первый полосовой фильтр, второй фазоинвертор, второй сумматор, второй вход которого соединен с выходом первого сумматора, второй полосовой фильтр, третий фазоинвертор и третий сумматор, второй вход которого соединен с выходом второго сумматора, а выход подключен к второму входу первого смесителя, к второму выходу первого гетеродина последовательно подключены первый фазовращатель на 90°, третий смеситель, второй вход которого соединен с выходом третьего сумматора, второй усилитель первой промежуточной частоты, второй фазовращатель на 90°, четвертый сумматор, второй вход которого соединен с выходом первого усилителя первой промежуточной частоты, первый перемножитель, второй вход которого соединен с выходом третьего сумматора, второй узкополосный фильтр, амплитудный детектор и ключ, второй вход которого соединен с выходом четвертого сумматора, а выход подключен к второму входу второго смесителя, демодулятор выполнен виде последовательно подключенных к выходу усилителя второй промежуточной частоты второго перемножителя, второй вход которого соединен с выходом фильтра нижних частот, третьего узкополосного фильтра, третьего перемножителя, второй вход которого соединен с выходом усилителя второй промежуточной частоты, и фильтра нижних частот, выход которого подключен к входу выходной цепи.

Структурная схема супергетеродинного приемника сложных фазоманипулированных сигналов с двойным преобразованием частоты представлена на фиг. 1. Частотные диаграммы, иллюстрирующие преобразование сигналов, показаны на фиг. 2, 3 и 4.

Супергетеродинный приемник сложных фазоманипулированных сигналов с двойным преобразованием частоты содержит последовательно включенную антенну 1, входную цепь 2, усилитель 3 радиочастоты, первый узкополосный фильтр 4, первый фазоинвертор 5, первый сумматор 6, второй вход которого соединен с выходом усилителя 3 радиочастоты, первый полосовой фильтр 7, второй фазоинвертор 8, второй сумматор 9, второй вход которого соединен с выходом первого сумматора 6, второй полосовой фильтр 10, третий фазоинвертор 11, третий сумматор 12, второй вход которого соединен с выходом второго сумматора 9, первый смеситель 14, второй вход которого соединен с первым выходом первого гетеродина 13, первый усилитель 17 первой промежуточной частоты, четвертый сумматор 20, первый перемножитель 21, второй вход которого соединен с выходом третьего сумматора 12, второй узкополосный фильтр 22, амплитудный детектор 23, ключ 24, второй вход которого соединен с выходом четвертого сумматора 20, второй смеситель 26, второй вход которого соединен с выходом второго гетеродина 25, усилитель 27 второй промежуточной частоты, второй перемножитель 29, второй вход которого соединен с выходом фильтра 32 нижних частот, третий узкополосный фильтр 30, третий перемножитель 31, второй вход которого соединен с выходом усилителя 27 второй промежуточной частоты, фильтр 32 нижних частот и выходная цепь 33, выход котоpoй является выходом приемника. Второй 29 и третий 31 перемножители, третий узкополосный фильтр 30 и фильтр 32 нижних частот образуют демодулятор 28.

Предлагаемый приемник работает следующим образом.

Принимаемый сложный ФМн сигнал

u_c(t)=U_сcos[ω_сt+φ_k(t)+φ_с], 0≤t≤Т_с,

где U_c, ω_с, φ_с, Т_с - соответственно амплитуда, несущая частота, начальная фаза и длительность сигнала;

φ_k(t)={0, π} - манипулируемая оставляющая фазы, отображающая закон фазовой манипуляции в соответствии с моделирующим кодом M(t), причем φ_k(t)=const при kτ_э<t<(k+1)τ_э и может быть изменена на 180° при t=kτ_э, т.е. на границах между элементарными посылками (k=1, 2, …, N);

τ_э, N - соответственно длительность и количество элементарных посылок, из которых составлен сложный ФМн сигнал длительностью Т_с (Т_с=Nτ_э),

с выхода антенны 1 через выходную цепь 2, усилитель 3 радиочастоты и сумматоры 6, 9, 12, у которых работает только одно плечо, поступают на первые входы первого 14 и третьего 16 смесителей, на вторые входы которых подаются напряжения первого гетеродина 13:

u_г1(t)=U_г1cos(ω_г1t+φ_г1),

u′_г1(t)=U_г1cos(ω_г1t+φ_г1+90°).

На выходе смесителей 14 и 16 образуются напряжения комбинационных частот. Усилителями 17 и 18 выделяются напряжения первой промежуточной частоты соответственно:

u_пр1(t)=U_пр1cos[ω_пр1t+φ_k(t)+φ_пр1],

u_пр2(t)=U_пр1cos[ω_пр1t+φ_k(t)+φ_пр1-90°], 0≤t≤T_c,

где U_пр1=0,5 U_cU_г1;

ω_пр1=ω_c-ω_г1 - первая промежуточная частота;

φ_пр1=φ_с-φ_г1.

Напряжение u_пр1(t) выхода первого усилителя 17 первой промежуточной частоты поступает на первый вход сумматора 20. Напряжение u_пр2(t)с выхода второго усилителя 18 первой промежуточной частоты поступает на вход фазовращателя 19 на 90°, на выходе которого образуется следующее напряжение:

u_пр3(t)=U_пр1cos[ω_пр1t+φ_k(t)+φ_пр1-90°+90°]=

=U_пр1cos[ω_пр1t+φ_k(t)+φ_пр1],

которое поступает на второй вход сумматора 20. На выходе сумматора 20 образуется суммарное напряжение

u_Σ1(t)=U_Σ1cos[ω_пр1t+φ_k(t)+φ_пр1]=U_пр1cos[ω_пр1t+φ_k(t)+φ_пр1],

0≤t≤T_c,

где U_Σ1=2U_пp1,

которое поступает на второй вход перемножителя 21, на первый вход которого подается принимаемый ФМн сигнал u_c(f) с выхода сумматора 12. На выходе перемножителя 21 образуется гармоничное колебание

u₁(t)=U₁cos(ω_г1t+φ_г1), 0≤t≤T_c,

где U₁=0,5 U_сU_Σ1.

Частота настройки ω_н1 первого узкополосного фильтра 4 выбрана равной первой промежуточной частоте ω_пр1:

ω_н1=ω_пр1.

Частота настройки ω_н2 первого полосового фильтра 7 выбрана равной

ω_н2=(ω₁+ω₂)/2.

Частота настройки ω_н3 второго полосового фильтра 10 выбрана равной

ω_н3=(ω₃+ω₄)/2.

Частота настройки ω_н4 второго узкополосного фильтра 22 выбрана равной частоте ω_г1 первого гетеродина 13

ω_н4=ω_г1.

Напряжение u₁(t) выделяется узкополосным фильтром 22 и детектируется амплитудным детектором 23, который выделяет его огибающую. Продетектированное напряжение поступает на управляющий вход ключа 24, открывая его. В исходном состоянии ключ 24 всегда закрыт.

При этом суммарное напряжение u_Σ1(t) с выхода сумматора 20 через открытый ключ 24 поступает на первый вход второго смесителя 26. На второй последнего подается напряжение второго гетеродина 25

u_г2(t)=U_г2cos(ω_г2t+φ_г2).

На выходе смесителя 26 образуются напряжения комбинационных частот. Усилителем 27 выделяется напряжение второй промежуточной частоты

u_пр3(t)=U_пр3cos[ω_пр2t+φ_k(t)+φ_пр2], 0≤t≤Т_с,

где U_пр3=0,5 U_Σ1U_г2;

ω_пр2=ω_пр1-ω_г2 - вторая промежуточная частота;

φ_пр2=φ_пр1-φ_г2.

Это напряжение поступает на первые входы перемножителей 29 и 31. На второй вход перемножителя 31 с выхода узкополосного фильтра 30 подается опорное напряжение

u₀(t)=U₀cos(ω_пр2t+φ_пр2).

В результате перемножения образуется результирующее напряжение

u_р(t)=U_Hcosφ_k(t)+U_Hcos[2ω_пр2t+φ_k(t)+2φ_пр2],

где U_Н=0,5 U_пр3U₀.

Фильтром 32 нижних частот выделяется низкочастотное напряжение

u_H(t)=U_Hcosφ_k(t),

пропорциональное модулирующему коду M(t).

Это напряжение через выходную цепь 33 поступает на выход приемника и на второй вход перемножителя 29. На выходе последнего образуется гармоничное напряжение

u₀(t)=U₃cos(ω_пр2t+φ_пр2)+U₃cos[ω_пр2t+2φ_k(t)+φ_пр2]=

=2U₃cos(ω_пр2t+φ_пр2)=U₀cos(ω_пр2t+φ_пр2),

где U₃=0.5 U_пр3U_Н; U₀=2U₃.

Данное напряжение выделяется узкополосным фильтром 30 и подается на второй вход перемножителя 31.

Описанная выше работа приемника соответствует случаю приема полезных ФМн сигналов по основному каналу на частоте ω_с (фиг. 2).

Если ложный сигнал (помеха) поступает на вход приемника по каналу прямого прохождения на первой промежуточной частоте ω_пр1

u_п(t)=U_пcos(ω_пр1t+φ_п], 0≤t≤T_п,

то с выхода усилителя 3 радиочастоты он поступает на первый вход сумматора 6, выделяется узкополосным фильтром 4, частота настройки ω_H1 которого равна ω_H1=ω_пр1, и поступает на вход фазоинвертора 5, на выходе которого образуется напряжение

=-U_пcos(ω_пр1t+φ_п), 0≤t≤Т_п.

Напряжения u_п(t) и , поступающие на два входа сумматора 6, на его выходе взаимно компенсируются.

Следовательно, ложный сигнал (помеха), принимаемый по каналу прямого прохождения на частоте ω_п=ω_пр1 , подавляется с помощью фильтра-пробки, состоящим из узкополосного фильтра 4, фазоинвертора 5, сумматора 6 и реализующим фазокомпенсационный метод.

Если два или более мощных сигнала на частотах ω₁ и ω₂ попадают в полосу частот Δω_п1, расположенную «слева» от полосы пропускания Δω_п приемника, то они поступают через сумматор 6, у которого работает только одно плечо, на первый вход сумматора 9, выделяются полосовым фильтром 7, инвертирующимся по фазе на 180° в фазоинверторе 8, и поступают на второй вход сумматора 9, где они взаимно компенсируются. При этом частота настройки ω_Н2 и полоса пропускания Δω_п1 полосового фильтра 7 выбираются следующим образом:

ω_Н2=(ω₁+ω₂)/2, Δω_п1=ω₂-ω₁,

где ω₁, ω₂ - граничные частоты, определяющие полосу частот Δω_п1, попадание в которую двух или более сигналов приводит к образованию интермодуляционных помех в результате их взаимодействия на нелинейных элементах (фиг. 3).

Следовательно ложные сигналы (помехи), принимаемые в полосе частот Δω_п1, расположенной «слева» от полосы пропускания Δω_п приемника, подавляются фильтром-пробкой, состоящим из полосового фильтра 7, фазоинвертора 8, сумматора 9 и реализующим фазокомпенсационный метод.

Если два или более мощных сигнала на частотах ω₃ и ω₄ попадают в полосу частот Δω_п2, расположенную «справа» от полосы пропускания Δω_п приемника, то они через сумматоры 6 и 9, у которых работает только одно плечо, поступают на первый вход сумматора 12, выделяются полосовым фильтром 10, инвертируются на 180° по фазе в фазоинверторе 11 и поступают на второй вход сумматора 12, на выходе которого они взаимно компенсируются. При этом частота настройки ω_Н3 и полоса пропускания Δω_п2 полосового фильтра 10 выбираются следующим образом:

ω_Н3=(ω₃+ω₄)/2, Δω_п2=ω₄-ω₃,

где ω₃, ω₄ - граничные частоты, определяющие полосу частот Δω_п2, попадание в которую двух или более сигналов в результате их взаимодействия на нелинейных элементах приводит к образованию интермодуляционных помех (фиг. 4).

Следовательно, ложные сигналы (помехи), принимаемые в полосе частот Δω_п2, расположенной «справа» от полосы пропускания Δω_п приемника, подавляются фильтром-пробкой, состоящим из полосового фильтра 10, фазоинвертора 11, сумматора 12 и реализующим фазокомпенсационный метод.

Если ложный сигнал (помеха) принимается по зеркальному каналу на частоте ω₃ (фиг. 2)

u₃(t)=U_зcos(ω₃t+φ_з), 0≤t≤T_з,

то он с выхода антенны 1 через входную цепь 2, усилитель 3 радиочастоты, сумматоры 6, 9 и 12, у которых работает только одно плечо, поступает на первые входы смесителей 14 и 16, на вторые входы которых подаются напряжения первого гетеродина 13:

u_r(t)=U_r1cos(ω_r1t+φ_r1),

На выходе смесителей образуются напряжения комбинационных частот.

Усилителями 17 и 18 выделяются напряжения первой промежуточной частоты соответственно:

u_пр4(t)=U_пр4cos(ω_пр1t+φ_пр4),

u_пр5(t)=U_пр4cos(ω_пр1t+φ_пр4+90°), 0≤t≤Т₃,

где U_пр4=0,5 U₃U_r1;

ω_пр1=ω_r1-ω₃ - первая промежуточная частота;

φ_пр4=φ_r1-φ_з.

Напряжение u_пр5(t) с выхода усилителя 18 первой промежуточной частоты поступает на вход фазовращателя 19 на 90°, на выходе которого образуется напряжение

u_пр6(t)=U_пр4cos(ω_пр1t+φ_пр4+90°+90°)=-U_пр4cos(ω_пр1t+φ_gh4).

Напряжения u_пр4(t) и u_пр6(t), поступающие на два выхода сумматора 20, на его выходе взаимно компенсируются.

Следовательно, ложный сигнал (помеха), принимаемый по зеркальному каналу на частоте ω_з, подавляется «внешним кольцом», состоящим из гетеродина 13, фазовращателей 15 и 19 на 90°, смесителей 14 и 16, усилителей 17 и 18 первой промежуточной частоты, сумматора 20 и реализующим фазокомпенсационный метод.

По аналогичной причине подавляется и ложный сигнал (помеха), принимаемый по первому комбинационному каналу на частоте ω_k1 (фиг. 2).

Если ложный сигнал (помеха) принимается по второму комбинационному каналу на частоте ω_k2

U_k2(t)=U_k2cos(ω_k2t+φ_k2), 0≤t≤T_k2,

то усилителями 17 и 18 выделяются следующие напряжения первой промежуточной частоты соответственно:

u_пр7(t)=U_пр7cos(ω_пр1t+φ_пр7),

u_пр8(t)=U_пр7cos(ω_пр1t+φ_пр4-90°), 0≤t≤Т_k2,

где U_пр7=0,5 U_k2U_r1;

ω_пр1=ω_k2-2ω_r1 - первая промежуточная частота;

φ_пр7=φ_k2-φ_r1.

Напряжение u_пр8 с выхода усилителя 18 промежуточной частоты поступает на вход фазовращателя 19 на 90°, на выходе которого образуется следующее напряжение

u_пр9(t)=U_пр7cos(ω_пр1t+φ_пр7+90°-90°)=U_пр7cos(ω_пр1t+φ_пр7).

Напряжения u_пр7(t) и u_пр9(t) поступают на два входа сумматора 20, на выходе которого образуется суммарное напряжение

u_Σ2(t)=U_Σ2cos(ω_пр1t+φ_пр7), 0≤t≤Т_k2,

где U_Σ2=U_пр7.

Это напряжение подается на второй вход перемножителя 21, на первый вход которого поступает принимаемый сигнал u_k2(t) с выхода сумматора 12. На выходе перемножителя 21 образуется гармоническое напряжение

u₂(t)=U₂cos(2ω_r1t+φ_r1), 0≤t≤Т_k2,

где U₂=0,5 U_k2U_Σ2.

Так как частота настройки ω_H4 второго узкополосного фильтра 22 выбрана равной частоте ω_r1 первого гетеродина 13 ω_H4=ω_r1, то гармоническое напряжение u₂(t) не попадает в полосу пропускания узкополосного фильтра 22. Ключ 24 не открывается и ложный сигнал (помеха), принимаемый по второму комбинационному каналу на частоте ω_к2, подавляется. Для этого используется «внутреннее кольцо», состоящее из перемножителя 21, узкополосного фильтра 22, амплитудного детектора 23 и ключа 24 и реализующее метод узкополосной фильтрации.

Таким образом, предлагаемый приемник по сравнению с прототипом и другими техническими решениями аналогичного назначения обеспечивает повышение избирательности, помехоустойчивости и достоверности приема сложных фазоманипулированных сигналов. Это достигается за счет подавления ложных сигналов (помех), принимаемых по каналу прямого прохождения, зеркальным, интермодуляционным и комбинационным каналом, а также устранения явления «обратной работы». В известных демодуляторах ФМн сигналов, в которых опорное напряжение выделяется непосредственно из принимаемого ФМн сигнала, присутствуют умножители и делители фазы на два. В качестве умножителя фазы на два может быть использован перемножитель, на два входа которого подается один и тот же принимаемый ФМн сигнал. За счет перемножения снимается фазовая манипуляция. Однако при делении фазы второй гармоники сигнала отсутствует признак, который мог бы привязать фазу полученного опорного напряжения у одной из фаз сигнала. Поэтому под действием помех, кратковременного прекращения приема сигнала и других дестабилизирующих факторов фаза опорного напряжения, выделяемая из самого принимаемого ФМн сигнала, может перескакивать на 180° из одного положения в другое в случайные моменты времени, что и приводит к явлению «обратной работы». В предлагаемом демодуляторе указанные операции отсутствуют и он свободен от явления «обратной работы».