Результат интеллектуальной деятельности: БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩИЙ ИСТОКОВЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в различных аналоговых устройствах на полевых и биполярных транзисторах в качестве выходного (буферного) усилителя или драйвера.

Базовым узлом современных аналоговых устройств является широкополосный истоковый повторитель напряжения (ИПН), который реализуется как схема с общим стоком (на полевых) или как схема с общим коллектором на биполярных транзисторах. Данная структура (фиг.1) [1-25] широко используется как в аналоговых (класс H03F), так и в цифровых (класс H03K) устройствах. В последнем случае ИПН выполняет функции драйвера - каскада управления линиями связи или согласующей цепи. Как правило, нагрузка известных ИПН [1-25] содержит активное сопротивление R_н и емкость C_н, отрицательно влияющую на малосигнальный диапазон рабочих частот и быстродействие при импульсном изменении входного сигнала большой амплитуды.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является классический истоковый повторитель напряжения, описанный в патенте US 6.043.690 fig.1. Он содержит входной полевой транзистор 1, затвор которого подключен ко входу 2 устройства, сток соединен с первой 3 шиной источника питания, а исток подключен к выходу устройства 4, токостабилизирующий двухполюсник 5, паразитную емкость нагрузки 6, включенную по переменному току между выходом устройства 4 и общей шиной источников питания 7, вторую 8 шину источника питания.

Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что он имеет сравнительно узкий диапазон рабочих частот для малого сигнала, который определяется постоянной времени цепи нагрузки (τ_в).

Действительно, в первом приближении верхняя граничная частота f_в (по уровню -3 дБ) классического ИПН фиг.1 не лучше чем

где τ_в - постоянная времени цепи нагрузки. Причем

где S₁ - крутизна входного полевого транзистора ИПН-прототипа фиг.1;

R_н - эквивалентное сопротивление нагрузки;

C_н - эквивалентная емкость нагрузки.

Основная задача предлагаемого изобретения - расширение диапазона рабочих частот ИПН при наличии емкости на выходе С_H, которая не может быть уменьшена по объективным причинам - является неотъемлемой частью цепи нагрузки, например пьезокерамического преобразователя и т.п.

Дополнительная задача - уменьшение времени установления переходного процесса при импульсном изменении входного напряжения.

Поставленная задача достигается тем, что в повторителе напряжения фиг.1, содержащем входной полевой транзистор 1, затвор которого подключен ко входу 2 устройства, сток соединен с первой 3 шиной источника питания, а исток подключен к выходу устройства 4, токостабилизирующий двухполюсник 5, паразитную емкость нагрузки 6, включенная по переменному току между выходом устройства 4 и общей шиной источников питания 7, вторую 8 шину источника питания, предусмотрены новые элементы и связи - в схему введено первое 9 токовое зеркало, согласованное с первой 3 шиной источника питания, а также второе 10 токовое зеркало, согласованное со второй 8 шиной источника питания, причем вход первого 9 токового зеркала связан со второй 8 шиной источника питания через токостабилизирующий двухполюсник 5, а также соединен с выходом устройства 4 через первый 11 корректирующий конденсатор, выход первого 9 токового зеркала соединен со входом второго 10 токового зеркала, а выход второго 10 токового зеркала связан с истоком первого 1 полевого транзистора.

На фиг.1 приведена схема ИПН-прототипа.

На фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 и п.2 формулы изобретения.

На фиг.3 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.3 формулы изобретения.

На фиг.4 представлена схема заявляемого ИПН фиг.2 в среде компьютерного моделирования Cadence.

На фиг.5 приведена осциллограмма входных и выходных сигналов ИПН фиг.4 при емкости первого 11 корректирующего конденсатора C₁₁=C_к≈0, которая показывает, что ИПН-прототип неудовлетворительно отрабатывает отрицательный фронт входного импульса.

На фиг.6 показана в увеличенном масштабе осциллограмма изменения заднего фронта выходного сигнала V(Out) ИПН фиг.4 при изменении емкости первого 11 корректирующего конденсатора в диапазоне 0÷20 пФ. Из данных графиков следует, что время установления переходного процесса в заявляемом ИПН уменьшается с 280 нс (прототип) до 95 пс, т.е. в 2947 раз.

На фиг.7 приведена в увеличенном масштабе осциллограмма изменения переднего фронта выходного сигнала (Out) ИПН фиг.4 при изменении емкости первого 11 корректирующего конденсатора C₁₁=С_к. Из данных графиков следует, что время установления данного переходного процесса в заявляемом ИПН уменьшается с 55 нс (прототип) до 50 пс.

На фиг.8 представлена схема ИПН, которая касается связей только по п.3 формулы изобретения, в среде Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов и их влияния на быстродействие исходной схемы ИПН фиг.1 для положительного фронта выходного импульса.

На фиг.9 показана осциллограмма входных и выходных сигналов ИПН фиг.8 при емкости второго 15 корректирующего конденсатора C₁₅=C_к≈0.

На фиг.10 приведена в увеличенном масштабе осциллограмма изменения переднего фронта выходного сигнала V(Out) ИПН фиг.8 при разных значениях емкостей второго 15 корректирующего конденсатора C₁₅=C_к.

На фиг.11 показана в увеличенном масштабе осциллограмма изменения заднего фронта выходного сигнала V(Out) ИПН фиг.8 при различных значениях емкостей второго 15 корректирующего конденсатора C_к.

На фиг.12 представлена схема ИПН фиг.3 в среде Cadence на моделях SiGe транзисторов.

На фиг.13 приведена осциллограмма входных и выходных сигналов ИПН фиг.12 при емкостях первого 11 и второго 15 корректирующих конденсаторов C₁₁=C₁₅=C_к=0.

На фиг.14 показана в увеличенном масштабе осциллограмма изменения переднего фронта выходного сигнала V(Out) ИПН фиг.12 при различных емкостях первого 11 и второго 15 корректирующих конденсаторов C_к=С₁₁=С_15.

На фиг.15 представлена в увеличенном масштабе осциллограмма изменения заднего фронта выходного сигнала (Out) фиг.12 при изменении C_к=C₁₁=C₁₅.

Быстродействующий истоковый повторитель напряжения фиг.2 содержит входной полевой транзистор 1, затвор которого подключен ко входу 2 устройства, сток соединен с первой 3 шиной источника питания, а исток подключен к выходу устройства 4, токостабилизирующий двухполюсник 5, паразитную емкость нагрузки 6, включенную по переменному току между выходом устройства 4 и общей шиной источников питания 7, вторую 8 шину источника питания. В схему введено первое 9 токовое зеркало, согласованное с первой 3 шиной источника питания, а также второе 10 токовое зеркало, согласованное со второй 8 шиной источника питания, причем вход первого 9 токового зеркала связан со второй 8 шиной источника питания через токостабилизирующий двухполюсник 5, а также соединен с выходом устройства 4 через первый 11 корректирующий конденсатор, выход первого 9 токового зеркала соединен со входом второго 10 токового зеркала, а выход второго 10 токового зеркала связан с истоком первого 1 полевого транзистора. Активная нагрузка ИПН фиг.2 моделируется резисторами 12.

Кроме этого на фиг.2, в соответствии с п.2 формулы изобретения, произведение коэффициентов передачи по току первого 9 (K_i9) и второго 10 (K_i10) токовых зеркал больше единицы, причем емкость C₁₁ первого 11 корректирующего конденсатора удовлетворяет условию

где C₆ - паразитная емкость нагрузки.

На фиг.3, в соответствии с п.3 формулы изобретения, в схему фиг.2 введено третье 13 токовое зеркало, согласованное с первой 3 шиной источника питания, а также четвертое 14 токовое зеркало, согласованное со второй 8 шиной источника питания, причем выход четвертого 14 токового зеркала соединен со входом третьего 13 токового зеркала, выход которого связан с выходом устройства 4, а между выходом устройства 4 и входом четвертого 14 токового зеркала включен второй 15 корректирующий конденсатор.

Рассмотрим работу ИПН фиг.2.

Коэффициент передачи по напряжению в операторной форме схемы ИПН фиг.2 определяется уравнением

где .

Из (4) следует, что условие компенсации влияния паразитной емкости нагрузки 6 C₆ на частотную характеристику ИПН будет обеспечено, если сомножитель при операторе «p» в знаменателе формулы (4) будет равен нулю. Для этого необходимо, чтобы емкость первого 11 корректирующего конденсатора удовлетворяла условию:

Так, например, если K_i=2, то величина этой емкости C₁₁=C₆.

Из (4) и (5) следует, что изменение сопротивлений нагрузки 12 и крутизны S₁ входного полевого транзистора 1 не влияет на условие компенсации (5).

Статический режим по току входного транзистора 1 устанавливается в частном случае двухполюсником 5.

Таким образом, выше показано, что в заявляемой схеме создаются условия для существенного расширения малосигнального диапазона рабочих частот, который на практике будет определяться инерционностью первого 9 и второго 10 токовых зеркал. Однако эти функциональные узлы могут быть выполнены на более высокочастотных (чем полевые) биполярных транзисторах, так как для их построения не требуется иметь высокие входные сопротивления и другие свойства, которые недопустимы для входного транзистора 1 (малый уровень шумов, близкая к нулю входная проводимость, широкий диапазон линейной работы и т.п.).

Выполненный выше анализ, а также результаты компьютерного моделирования показывают, что в заявляемой схеме решена одна из проблем современной аналоговой микросхемотехники - расширение частотного диапазона истоковых повторителей напряжения при малом входном сигнале.

Кроме этого, как следует из графиков фиг.5, фиг.6, фиг.7, фиг.9, фиг.10, фиг.11, фиг.14, фиг.15, в заявляемой схеме при емкостной нагрузке 6 существенно повышается быстродействие в режиме большого сигнала - время установления переходного процесса и скорость нарастания выходного напряжения улучшаются в десятки-сотни раз.

Таким образом, заявляемое устройство имеет существенные преимущества по диапазону рабочих частот (на малом сигнале) и быстродействию (при импульсном изменении входного напряжения).

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Патент US 6.919.743 fig.9

2. Патент US 7.898.339 fig.4

3. Патент US 6.727.729 fig.5B

4. Патент US 7.733.182 fig.1

5. Патент US 6.043.690 fig.1, fig.2

6. Патент US 3.678.402 fig.2, fig.7

7. Патент US 4.855.625 fig.1

8. Патент US 5.469.085 fig.2

9. Патент US 4.492.932 fig.4a

10. Патент US 4.092.701

11. Патент US 4.698.526 fig.2

12. Патент US 6.469.562 fig.A, fig.2A

13. Патент US 6.154.580

14. Патент US 8.248.161

15. Патент US 7.304.540

16. Патент US 7.944.303 fig.1

17. Патент US 8.148.962 fig.2

18. Патент US 4.123.723 fig.2, fig.3

19. Патент US 5.083.095 fig.4

20. Патент US 5.045.808

21. Патент US 4.101.788 fig.2

22. Патент US 3.436.672

23. Патент US 4.168.471

24. Патент US 5.365.199

25. Патент US 5.666.070