НАКОПИТЕЛЬНЫЙ ИЗМЕРИТЕЛЬ ПАРАМЕТРОВ ДИССИПАТИВНЫХ CG-ДВУХПОЛЮСНИКОВ

Изобретение относится к измерительной технике и предназначено для измерения параметров диссипативных CG-двухполюсников - эквивалентов емкостных измерительных преобразователей. Оно может быть использовано в информационно-измерительных и управляющих системах диэлькометрического контроля диссипативных веществ и сред.

Известно устройство для прецизионного измерения электрической емкости [1], элементы и функциональные связи которого образуют автоколебательную систему, самовозбуждающуюся на резонансной частоте входного кварцевого полосового фильтра, одним из элементов которого является измеряемый конденсатор. При этом напряжение на выходе устройства пропорционально величине реактивного сопротивления измеряемой емкости.

К недостаткам данного изобретения можно отнести сравнительно узкий частотный диапазон и сложность перестройки по частоте.

Наиболее близким к заявленному решению может быть отнесен релаксационный измеритель параметров CG-двухполюсников [2], содержащий первый и второй источники образцового напряжения, подключенные к входам электронного коммутатора, выход которого соединен с неинвертирующим входом компаратора, на инвертирующий вход которого подключен измеряемый CG-двухполюсник, модулирующий конденсатор, блок управления зарядом-разрядом, причем выход компаратора соединен с управляющим входом электронного коммутатора и входом блока управления зарядом-разрядом, а через буфер - с входами блока анализа и делителя частоты.

К недостаткам такого устройства можно отнести спад чувствительности к измеряемой емкости на низких частотах, что ограничивает частотный диапазон применения устройства величинами порядка единиц-десятков килогерц.

Цель изобретения - повышение чувствительности к малым емкостям измерительного преобразователя на низких частотах.

Поставленная цель достигается тем, что в измеритель параметров CG-двухполюсников, содержащий первый и второй источники образцового напряжения, электронный коммутатор, второй вход которого подключен ко второму источнику образцового напряжения, измеряемый CG- двухполюсник, введены электронный ключ, соединяющий первый источник образцового напряжения с первым входом электронного коммутатора и первым входом измерителя интервала времени, интегратор, соединяющий выход электронного коммутатора с неинвертирующим входом операционного усилителя и вторым входом измерителя напряжения, переменный резистор R, соединенный одним концом с инвертирующим входом операционного усилителя и измеряемым CG-двухполюсником, а другим с выходом операционного усилителя, входом инвертирующего триггера Шмидта и первым входом измерителя напряжения, операционный усилитель, инвертирующий триггер Шмидта, измеритель временных интервалов, второй вход которого соединен с выходом инвертирующего триггера Шмидта и управляющим входом электронного коммутатора, а третий - с управляющим входом электронного ключа, измеритель напряжения.

На фигуре 1 приведена структурная схема устройства, на фигурах 2 и 3 - временные диаграммы, поясняющие его принцип действия.

Устройство содержит источники образцового напряжения 1 и 2, электронный ключ 3, электронный коммутатор 4, измеряемый CG-двухполюсник 5, состоящий из проводимости 7 и емкости 8, интегратор 6, операционный усилитель 9, переменный резистор 10, инвертирующий триггер Шмидта 11, измеритель временного интервала 12, измеритель напряжения 13.

Устройство работает следующим образом.

Напряжение источника образцового напряжения 1 соответствует уровню логической единицы. Источник образцового напряжения 2 вырабатывает напряжение, равное по модулю напряжению источника образцового напряжения 1, но противоположное по знаку. По сигналу от измерителя временного интервала 12 замыкается электронный ключ S1, и напряжение источника образцового напряжения 1 (U1, фигура 2) подается на первый вход измерителя временного интервала 12, запуская в нем по входу 2 следующие процессы:

а) однократное измерение периода сигнала (U2, фигура 2);

б) подсчет числа периодов сигнала (U2, фигура 2);

в) измерение длительности N периодов сигнала (U2, фигура 2).

Одновременно, через электронный коммутатор 4, напряжение U1 прикладывается к входу интегратора 6, запуская процесс формирования положительного полупериода измерительного сигнала. Напряжение на выходе интегратора 6 линейно нарастает, формируя фронт треугольного импульса (U4, фигура 2). Контроль над его уровнем обеспечивается по входу 2 измерителя напряжения 13. Кроме того, напряжение с выхода интегратора 6 прикладывается к неинвертирующему входу операционного усилителя 9. Операционный усилитель 9 охвачен цепью отрицательной обратной связи, включающей переменный резистор 10 и измеряемый CG-двухполюсник 5. Передаточная функция такой цепи

где ω - круговая частота; R - сопротивление переменного резистора 10.

На низких частотах при значениях емкости 8 (C_X) порядка сотен пикофарад выполняется неравенство j·ω·C_X·R<<R·G_X. Поэтому сигнал, поступающий с выхода операционного усилителя 9 на первый вход измерителя напряжения 13, изменяется по амплитуде пропорционально проводимости 7 измеряемого CG-двухполюсника 5 в соответствии с выражением

где .

Этот сигнал поступает также на вход инвертирующего триггера Шмидта 11 с фазовым сдвигом (фигура 3), зависящим от емкости 8 измеряемого CG-двухполюсника 5

По достижении верхнего порогового значения триггер Шмидта 11 переключается, завершая формирование положительного полупериода измерительного сигнала (U2, фигура 2). С выхода триггера Шмидта 11 сигнал поступает на второй вход измерителя временного интервала 12.

Для запуска процесса формирования отрицательного полупериода измерительного сигнала напряжение с выхода инвертирующего триггера Шмидта 11 подается на электронный коммутатор 4, подключая к входу интегратора 6 источник 2. При воздействии на вход интегратора 6 отрицательного напряжения на его выходе формируется срез треугольного импульса (U3, фигура 2). Это линейно снижающееся напряжение, проходя через операционный усилитель 9, охваченный петлей обратной связи из переменного резистора 10 и измеряемого CG- двухполюсника 5, изменяется по амплитуде в K раз (выражение 2) и имеет сдвиг фазы, описываемый выражением (3) (U3, фигура 2). С выхода операционного усилителя 9 сигнал вновь подается на измеритель напряжения 13 и инвертирующий триггер Шмидта 11. При достижении нижнего порога переключения на выходе инвертирующего триггера Шмидта 11 формируется высокий уровень напряжения U2. Этим сигналом переключается электронный коммутатор 4 и завершается формирование отрицательного полупериода измерительного сигнала. Описанный процесс формирования измерительного сигнала повторяется вновь. К моменту окончания N-го периода измерительного сигнала измеритель временного интервала 12 выдает сигнал на размыкание электронного ключа 3.

Таким образом, измеряемый CG-двухполюсник 5 находится под воздействием сигнала негармонического, но наиболее близкого к синусоидальному - пилообразного (напряжение U3, фигура 2). Спектр такого сигнала ограничен всего тремя-пятью гармониками, что весьма важно, поскольку устройство предназначено для определения диэлектрических величин в выбранном спектре частот.

Измерение емкости и проводимости производится косвенно. Из выражения (2) можно получить значение проводимости 7:

Тогда определение G_X сводится к следующему алгоритму:

1) в ходе измерений подбором сопротивления R переменного резистора 10 обеспечить отношение U3/U4=2;

2) определить значение R;

3) рассчитать проводимость G_X.

Значение емкости 8 вычисляется из результата измерения угла сдвига фазы при прохождении сигнала с периодом T через измеряемый двухполюсник. Из выражения (3) можно получить

где

При C_X=0 фазовый сдвиг равен нулю (U5, фигура 3). Однако при высоких проводимостях G_X и емкостях C_X порядка сотен пикофарад на частотах порядка десятков-сотен Гц фазовый угол составит величины лишь порядка десятитысячных долей градуса. Из выражения (6) можно показать, что в единицах непосредственно измеряемой величины - времени (τ) - такой фазовый угол эквивалентен десятым долям микросекунды. Высокоточные измерения величин такого порядка затруднены. Поэтому для повышения точности в предлагаемом техническом решении использовано накопление временного интервала τ за счет многократного прохождения генерируемого сигнала через измеряемый двухполюсник (U3, фигура 3).

В процессе накопления временной интервал возрастает до величины 2·N·τ, что позволяет уверенно выделить ее из результатов прямых измерений суммарного времени.

Таким образом, от начала отсчета (момента включения электронного ключа 3) до останова (окончания N-го периода) на измерителе временного интервала 12 (P_Δt) фиксируется период T1 и суммарный временной интервал, описываемый выражением

где T1=T-2τ, период при C_X=0.

Откуда, при известных T1 и N можно вычислить τ с высокой точностью. Тогда с учетом выражений (5), (6) и (7) выражение для вычисления емкости измеряемого CG- двухполюсника 5 можно представить в виде:

Таким образом, в отличие от известных, предложенный накопительный измеритель параметров CG-двухполюсников позволяет проводить измерения параметров C_X и G_X на частотах порядка десятков-сотен герц с повышенной точностью. Частота основной гармоники сигнала зависит от характеристик интегратора 6.

Список используемой литературы

1. Патент №2239200 (Россия), МКИ G01R 27/26, G01R 17/10 / Устройство для прецизионного измерения электрической емкости / Раховский В.И., Дагаев В.Ю. Заявл. 26.03.2001. - №2001107631/09 (Россия); опубл. - 10.03.2003.

2. Патент №2260190 (Россия), МКИ G01R 27/26 / Релаксационный измеритель параметров CG-двухполюсников / Подкин Ю.Г., Мишков М.Ю. Заявл. 06.02.2004. - №2004103523/28 (Россия); опубл. - 10.09.2005.