ПОВЫШАЮЩИЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ

Преобразователь относится к электротехническим устройствам и может быть использован для электроснабжения электронного и электромеханического оборудования при повышении постоянного напряжения в постоянное, он может найти также широкое применение в управляемых источниках вторичного электропитания.

Наиболее близким аналогом повышающего преобразователя, рассматриваемого в данной заявке, является преобразователь, показанный в [1], его схема представлена на Фиг.1. Преобразователь состоит из входной цепи, содержащей дроссель L, двух ключей VT1 и VT2, первый силовой вывод первого ключа подсоединен к выводу дросселя, второй силовой вывод первого ключа соединен с первым силовым выводом второго ключа, второй силовой вывод второго ключа соединен с полюсом входного источника, состоит из двух диодов VD1 и VD2, анод первого диода соединен с общей точкой дросселя и первого силового вывода первого ключа, катод первого диода соединен с первым выводом первого конденсатора С1, второй вывод первого конденсатора соединен с первым выводом второго конденсатора С2, второй вывод второго конденсатора соединен с анодом второго диода, катод которого соединен со вторым силовым выводом второго ключа и полюсом входного источника, общая точка ключей VT1 и VT2 соединена с общей точкой конденсаторов С1, С2, выход преобразователя подключен к первому выводу конденсатора С1 и второму выводу конденсатора С2.

Отличительными особенностями схемы, показанной на фиг.1, являются возможность работы дросселя на частоте, в два раза более высокой, чем частота работы ключей, сниженные пульсации тока в нем, что позволяет значительно уменьшить размеры и стоимость входного дросселя.

Схема, показанная на фиг.1, рассматривалась в патенте [2], однако частота работы дросселя остается такой же, как частота работы каждого ключа, что является существенным недостатком предложенного варианта.

В [1] и [2] не рассматривался процесс запуска преобразователя, правильная организация которого повышает надежность работы устройства, в частности не допускает насыщения сердечника дросселя, кроме того, авторы работы [1] полагали, что данной схеме несвойственен режим работы, называемый режимом несимметрии.

В данной заявке рассматривается работа схемы, когда в установившемся режиме за период работы каждого ключа существует интервал времени открытого (замкнутого) состояния обоих ключей и интервал времени, когда один из ключей закрыт (разомкнут), а другой открыт (проводит), так называемый режим работы с перекрытием. Описанный режим позволяет многократно увеличить напряжение на выходе по сравнению со входным, что выгодно отличает данную схему от классической повышающей [3]. Работа схемы может происходить в несимметричном режиме, который заключается в том, что напряжения на двух выходных конденсаторах при одинаковой их емкости по разным причинам становятся неодинаковыми. В результате неравными становятся напряжения и токи в полупроводниковых элементах схемы, что снижает ее надежность, а преимущества по сравнению с классической повышающей схемой утрачиваются.

В доступной для авторов данной заявки литературе не найден надежный способ запуска схемы, позволяющий гарантированно обеспечить выход на режим за заданное время при отсутствии перерегулирования, снижении токовых нагрузок на полупроводниковые приборы во время запуска и недопущении насыщения сердечника дросселя.

Технический результат, на достижение которого направлено данное изобретение, заключается в повышении надежности работы силовых компонентов преобразователя применением алгоритма запуска, предусматривающего четыре этапа этого процесса, а также применении специально разработанной схемы симметрирования режима работы.

На фиг.2 показана схема предлагаемого повышающего преобразователя, а на фиг.3 - временная диаграмма запуска.

Технический результат достигается тем, что, помимо основных ключей VT1, VT2, используется ключ VT3, необходимый при запуске, силовые выводы которого шунтированы резистором R1, датчик напряжения ДН1, измеряющий выходное напряжение, датчик ДН2, измеряющий напряжение на нижнем конденсаторе С2 емкостного делителя C1, C2, две последовательнее цепи, каждая из которых состоит из вспомогательного резистора R2, соединенного с первым силовым выводом вспомогательного ключа VT4 (R3, VT5), первый вывод вспомогательного резистора R2 подключен к точке соединения катода диода VD1, первого вывода конденсатора C1 и первого вывода датчика напряжения ДН1. Второй силовой вывод вспомогательного ключа VT4 соединен с первым выводом вспомогательного резистора R3, первым выводом конденсатора C2, точкой соединения силовых выводов основных ключей VT1, VT2 и первым выводом датчика напряжения ДН2. Второй силовой вывод вспомогательного ключа VT5 подключен ко второму выводу конденсатора C2, вторым выводам датчиков напряжения ДН1, ДН2 и аноду диода VD2. Управляющие выводы вспомогательных ключей VT4 и VT5 через вспомогательные драйверы DV1 и DV2 подключены к выводам операционных усилителей ОУ1 и ОУ2, входы которых в свою очередь подключены к напряжениям, пропорциональным Uвых и Uвых/2, получаемых с помощью датчиков ДН1 и ДН2. Цепи VD3, R4 и VD4, R5, включенные между выходами и неинвертирующими входами операционных усилителей ОУ1 и ОУ2 соответственно, устанавливают необходимые пределы гистерезиса каждого из операционных усилителей.

Система управления (СУ), выполненная на основе цифрового сигнального процессора, управляет пусковым ключом VT3, обеспечивает запуск и обеспечивает широтно-импульсную модуляцию силовых ключей VT1, VT2.

Принцип работы схемы, показанной на фиг.2, заключается в следующем. При подаче входного напряжения Uвх начинает работу система управления СУ, в которой содержится вспомогательный источник питания, обеспечивающий работу драйверов DV1…DV5 и инициализацию цифрового контроллера. Все ключи VT1…VT5 находятся в закрытом состоянии, а через резистор R1 проходит ток, заряжающий конденсаторы С1, С2. При достижении суммарного напряжения на этих конденсаторах, близкого к напряжению Uвх, сигналом от СУ происходит включение ключа VT3 и шунтирование резистора R1 малым выходным сопротивлением ключа (интервал 0-t1, на фиг.3, показывающий нарастание выходного напряжения Uвых в процессе запуска). Начиная с момента времени t1, цифровой контроллер плавно расширяет управляющие импульсы, поступающие на затворы ключей VT1, VT2, причем работа этих ключей от момента времени t1 происходит без перекрытия. Работа ключей VT1, VT2 без перекрытия означает, что нет интервалов времени, когда оба ключа находятся во включенном состоянии. Управление ключами VT1, VT2 на этом этапе показано на фиг.4, где Т - период переключения каждого из ключей. Описанный процесс продолжается до момента времени t2 (фиг.3), при котором напряжение на выходе достигает значения 2UBX, а длительность включенного состояния каждого из ключей VT1, VT2 составляет половину периода Т. После момента времени t2 длительности включенного состояния каждого ключа продолжают увеличиваться и теперь ключи VT1, VT2 работают с перекрытием (фиг.5), что приводит к дальнейшему возрастанию Uвых. В момент времени t3 напряжение Uвых достигает значения 0,9Uвых.ном, где Uвых.ном - номинальное требуемое напряжение на выходе. Начиная с момента t3, в цифровом контроллере подключается цепь обратной связи, причем для того, чтобы избежать броска тока через ключи VT1, VT2 и обмотку дросселя, опорное напряжение регулятора нарастает плавно до получения требуемого значения напряжения на выходе Uвых.ном в момент времени t4. На этом процесс запуска заканчивается и к выходным клеммам может быть подключена нагрузка.

В рассматриваемом преобразователе часто возникает несимметричный режим, заключающийся в неравенстве напряжений на конденсаторах C1, C2. Причин появления несимметрии несколько, основные из них следующие:

- фактическое неравенство емкостей конденсаторов C1, C2;

- неравенство токов утечки запертых ключей VT1, VT2 и диодов VD1, VD2;

- неравномерный отвод тепла от ключей VT1, VT2, что приводит к возрастанию сопротивления Rds.on в одном из них по сравнению в другим.

Для устранения несимметрии, снижающей надежность работы преобразователя и ухудшающей его КПД, предложена схема, показанная на фиг.2.

Возрастание напряжения на нижнем конденсаторе C2, допустим, на 5% по сравнению с половиной напряжения Uвых.ном приводит к появлению высокого уровня напряжения на выходе ОУ2 и появлению высокого уровня напряжения на выходе драйвера DV2. В результате вспомогательный ключ VT5 включается, а ток, протекающий через вспомогательный резистор R3, приводит к снижению напряжения на конденсаторе C2. Аналогично происходит устранение несимметрии при понижении напряжения на конденсаторе C2. В этом случае включается вспомогательный ключ VT4 и ток, протекающий через резистор R2, приводит к снижению напряжения на конденсаторе C1 и его повышению на конденсаторе C2. Цепи VD3, R4 и VD4, R5, включенные между входами ОУ1, ОУ2 и их неинвертирующими входами, обеспечивают гистерезис отключения и включения вспомогательных ключей.

Литература

1. М.Т. Zhang, Y. Yang, F.C. Lee, M.M. Jovanovich, “Single-Phase three-level boost power factor correction converter”. Proceedings IEEE Applied Power Electronics Conf. APEC, 1995, pp.434-439.

2. Патент CN 102148566, H02M 1/155, опубликован 10.08.2011.

3. А.Г. Поликарпов, Е.Ф. Сергиенко. “Однотактные преобразователи напряжения в устройствах электропитания РЭА”, Москва: “Радио и связь”, 1989.