Результат интеллектуальной деятельности: УПРАВЛЯЕМЫЙ УСИЛИТЕЛЬ И АНАЛОГОВЫЙ СМЕСИТЕЛЬ СИГНАЛОВ

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в радиоприемных устройствах, фазовых детекторах и модуляторах, а также в системах умножения частоты или в качестве усилителя, коэффициент передачи по напряжению которого со входов канала «X» зависит от уровня сигнала управления канала «Y». Управляемый усилитель и аналоговый смеситель сигналов (УУ) являются базовыми узлами современных систем приема и обработки сигналов ВЧ и СВЧ диапазонов.

В современной микроэлектронике широкое применение получили дифференциальные каскады (ДК) на составных транзисторах [1-13]. Их коэффициент усиления по напряжению зависит от величины статического тока общей эмиттерной цепи ДК (I_y=I₀) и, следовательно, такие ДК являются (при электронном изменении величины тока I_y=I₀) управляемыми усилителями (УУ).

Ближайшим прототипом заявляемого устройства, архитектура которого присутствует также и в других патентах и монографиях [1-13], является управляемый усилитель на основе так называемого каскада Дарлингтона, фиг.1, представленный в книге Аналоговые интегральные схемы. Элементы, схемы, системы и применения / Под ред. Дж. Коннели. - М.: Мир, 1977, стр.75, рис.3.7», содержащий первый 1 и второй 2 источники противофазных входных напряжений, первый 3 входной транзистор, эмиттер которого через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник связан с первым 5 источником питания, второй 6 входной транзистор, эмиттер которого через второй 7 токостабилизирующий двухполюсник связан с первым 5 источником питания, третий 8 входной транзистор, эмиттер которого связан с эмиттером четвертого 9 входного транзистора и через третий 10 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первым 5 источником питания, дифференциальную цепь нагрузки 11, согласованную со вторым 12 источником питания и связанную с первым 13 и вторым 14 выходами устройства, причем эмиттер первого 3 входного транзистора соединен с базой третьего 8 входного транзистора, эмиттер второго 6 входного транзистора соединен с базой четвертого 9 входного транзистора, коллектор третьего 8 входного транзистора соединен по переменному току с коллектором первого 3 входного транзистора и связан с первым 13 выходом устройства, коллектор четвертого 9 входного транзистора соединен по переменного току с коллектором второго 6 входного транзистора и связан со вторым 14 выходом устройства.

Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что при электронном управлении величиной коэффициента усиления (К_у) в известном УУ фаза выходного напряжения в рабочем диапазоне частот дифференциального каскада (ДК) не изменяется на 180°. Как следствие, это не позволяет использовать известный ДК в структуре ряда устройств радиотехники, например, в качестве смесителя аналоговых сигналов, фазовых детекторов и т.п.

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в получении на выходе ДК не только амплитудных изменений выходного сигнала под действием управляющего напряжения канала «Y», но и его фазы. Как следствие, это позволяет создавать на основе предлагаемого устройства смесители аналоговых сигналов с хорошим подавлением основной гармоники.

Поставленная задача решается тем, что в УУ фиг.1, содержащем первый 1 и второй 2 источники противофазных входных напряжений, первый 3 входной транзистор, эмиттер которого через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник связан с первым 5 источником питания, второй 6 входной транзистор, эмиттер которого через второй 7 токостабилизирующий двухполюсник связан с первым 5 источником питания, третий 8 входной транзистор, эмиттер которого связан с эмиттером четвертого 9 входного транзистора и через третий 10 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первым 5 источником питания, дифференциальную цепь нагрузки 11, согласованную со вторым 12 источником питания и связанную с первым 13 и вторым 14 выходами устройства, причем эмиттер первого 3 входного транзистора соединен с базой третьего 8 входного транзистора, эмиттер второго 6 входного транзистора соединен с базой четвертого 9 входного транзистора, коллектор третьего 8 входного транзистора соединен по переменному току с коллектором первого 3 входного транзистора и связан с первым 13 выходом устройства, коллектор четвертого 9 входного транзистора соединен по переменного току с коллектором второго 6 входного транзистора и связан со вторым 14 выходом устройства, предусмотрены новые элементы и связи - базы первого 3 и второго 6 входных транзисторов связаны по переменному току с общей шиной 15 первого 5 и второго 12 источников питания, первый 1 источник входного напряжения подключен по переменному току к эмиттеру первого 3 входного транзистора, второй 2 источник входного напряжения подключен по переменному току к эмиттеру второго 6 входного транзистора, а объединенные эмиттеры третьего 8 и четвертого 9 входных транзисторов связаны по переменному току с источником управляющего напряжения 16.

На фиг.1 показана схема УУ-прототипа, а на фиг.2 - схема заявляемого УУ в соответствии с п.1 и п.2 формулы изобретения.

На фиг.3 показана схема заявляемого УУ в соответствии с п.3 формулы изобретения.

На фиг.4 показана схема заявляемого УУ в соответствии с п.4 формулы изобретения.

На фиг.5 показана схема фиг.4 с конкретным выполнением первого 17 и второго 18 дополнительных усилителей тока.

На фиг.6 представлена схема заявляемого УУ фиг.2 в среде PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар».

На фиг.7 показана зависимость коэффициента усиления по напряжению от величины тока третьего 10 токостабилизирующего двухполюсника схемы фиг.6 при , I₂=I₁₀=I_var=2.045 мA.

Данный график необходим для правильной настройки управляемого усилителя, работающего в режиме смесителя сигналов.

На фиг.8 приведен спектр выходных сигналов при управляющем напряжении источника 16 (канал «Y») с частотой f_y=100 кГц и амплитудой U_y=465 мB схемы фиг.6, а также напряжениях первого 1 и второго 2 источников противофазных напряжений U_x=1 мB, , f_x=10 МГц.

На фиг.9 показана осциллограмма выходного напряжения схемы фиг.6 при f_y=100 кГц, U_y=465 мB, а также U_x=1 мВ, , f_x=10 МГц.

На фиг.10 представлена схема заявляемого УУ фиг.2 в среде PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар».

На фиг.11 показана зависимость коэффициента усиления по напряжению схемы фиг.10 от тока третьего 10 токостабилизирующего двухполюсника при напряжениях источников сигналов 1 и 2 (канал «X») .

На фиг.12 представлен спектр выходного напряжения схемы фиг.10 при f_y=100 кГц, U_y=463.5 мB, а также , f_x=10 МГц. При этом подавление центральной гармоники с частотой 10 МГц - более 20 раз.

На фиг.13 приведена осциллограмма выходного напряжения схемы фиг.10 при f_у=100 кГц, U_y=463.5 мB, а также , f_x=10 МГц.

На фиг.14 представлена схема заявляемого УУ фиг.5 в среде PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» для случая, когда последовательно с входными разделительными конденсаторами включены согласующие резисторы R7=R5=250 Ом.

На фиг.15 показана зависимость модуля коэффициента усиления по напряжению схемы фиг.14 при напряжении . При этом фаза выходного напряжения УУ в точке излома характеристики K_y=φ(I₁₀) меняется на 180°.

На фиг.16 приведен спектр выходного сигнала схемы фиг.14, при f_x=100 кГц, U_y=1 мВ, f_y=10 МГц. При этом подавление центральной гармоники - более чем в 20 раз.

На фиг.17 показана осциллограмма выходного напряжения схемы фиг.14 при , f_x=100 кГц, а также U_y=1 мB, f_y=10 МГц.

На фиг.18 представлена схема заявляемого УУ фиг.5 в среде PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» для случая, когда источники противофазных входных напряжений 1 и 2 подключены к эмиттерам входных транзисторов 3 и 6 УУ.

На фиг.19 представлена зависимость модуля коэффициента усиления УУ фиг.18 при U_y=1 мВ от напряжения источника управляющего напряжения 16 (u_y). При токах I₀=I_var>2 мА и токах I₁₀=I_var<2 мА фаза выходного сигнала изменяется на 180°.

На фиг.20 представлен спектр выходного сигнала схемы фиг.18 при f_x=100 кГц, U_y=1 мB, f_y=10 МГц, из которого следует, что УУ обеспечивает подавление центральной гармоники более чем в 20 раз.

На фиг.21 приведена осциллограмма выходного напряжения схемы фиг.18 при , f_x=100 кГц, U_y=1 мB, f_y=10 МГц.

Заявляемый управляемый усилитель фиг.2, который может функционировать как смеситель аналоговых сигналов, содержит первый 1 u_x и второй 2 источники противофазных входных напряжений, передача которых на выход устройства образует канал «X», первый 3 входной транзистор, эмиттер которого через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник связан с первым 5 источником питания, второй 6 входной транзистор, эмиттер которого через второй 7 токостабилизирующий двухполюсник связан с первым 5 источником питания, третий 8 входной транзистор, эмиттер которого связан с эмиттером четвертого 9 входного транзистора и через третий 10 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первым 5 источником питания, дифференциальную цепь нагрузки 11, согласованную со вторым 12 источником питания и связанную с первым 13 и вторым 14 выходами устройства, причем эмиттер первого 3 входного транзистора соединен с базой третьего 8 входного транзистора, эмиттер второго 6 входного транзистора соединен с базой четвертого 9 входного транзистора, коллектор третьего 8 входного транзистора соединен по переменному току с коллектором первого 3 входного транзистора и связан с первым 13 выходом устройства, коллектор четвертого 9 входного транзистора соединен по переменного току с коллектором второго 6 входного транзистора и связан со вторым 14 выходом устройства. Базы первого 3 и второго 6 входных транзисторов связаны по переменному току с общей шиной 15 первого 5 и второго 12 источников питания, первый 1 источник входного напряжения подключен по переменному току к эмиттеру первого 3 входного транзистора, второй 2 источник входного напряжения подключен по переменному току к эмиттеру второго 6 входного транзистора, а объединенные эмиттеры третьего 8 и четвертого 9 входных транзисторов связаны по переменному току с источником управляющего напряжения 16.

Кроме того, на фиг.2 в соответствии с п.2 формулы изобретения между источником управляющего напряжения 16 (U_y), передачу от которого будем называть каналом «Y», и объединенными эмиттерами третьего 8 и четвертого 9 входных транзисторов включены последовательно соединенные первый 19 вспомогательный конденсатор и первый 20 вспомогательный резистор.

В схеме фиг.2 первый 1 и второй 2 источники входного напряжения подключены к эмиттерам первого 3 и второго 6 входных транзисторов через соответствующие разделительные конденсаторы 21 и 22. Дифференциальная цепь нагрузки 11 в схеме фиг.2 реализована на резисторах 23 и 24.

На фиг.3 в соответствии с п.3 формулы изобретения первый 1 источник входного напряжения подключен по переменному току к эмиттеру первого 3 входного транзистора через последовательно соединенные первый 21 разделительный конденсатор и первый 25 дополнительный резистор, а второй 2 источник входного напряжения подключен по переменному току к эмиттеру второго 6 входного транзистора через последовательно соединенные второй 22 разделительный конденсатор и второй 26 дополнительный резистор.

На фиг.4 в соответствии с п.4 формулы изобретения коллектор третьего 8 входного транзистора связан с первым 13 выходом устройства через первый 17 дополнительный усилитель тока, а коллектор четвертого 9 входного транзистора связан с вторым 14 выходом устройства через второй 18 дополнительный усилитель тока.

На фиг.5 первый 17 и второй 18 дополнительные усилители тока реализованы на транзисторах 27 и 28, включенных по схеме с общей базой. Потенциал объединенных баз транзисторов 27 и 28 устанавливается источником напряжения 29 (в частном случае - общей шиной источников питания). Для передачи приращений коллекторных токов транзисторов 3 и 6 в эмиттерные цепи транзисторов 27 и 28 используются резисторы 30 и 31, а также конденсаторы 32 и 33.

Рассмотрим работу УУ фиг.2 в диапазоне частот, когда влиянием конденсаторов 19, 21, 22 можно пренебречь из-за их малого сопротивления на переменном токе.

Входной сигнал (их) канала «X» передается от источников напряжений 1 и 2 в цепь нагрузки 11 на выходы 13 и 14 по двум каналам. Первый канал, образуемый каскадами с общей базой на транзисторах 3 и 6, не инвертирует фазы сигналов u_x и (1 и 2)к соответствующим выходам 13 и 14. При этом крутизна преобразования u_x и в коллекторные токи транзисторов 3 и 6

где r_э3, r_э6 - сопротивления эмиттерных переходов соответствующих транзисторов 3 и 6;

φ_т=25 мВ - температурный потенциал,

I₄, I₇ - статические токи двухполюсников 4, 7.

Второй канал передачи сигналов канала «X» к выходу 13 (14) - инвертирующий. Он связан поступлением напряжений u_x (1) и (2) на базы транзисторов 8 и 9 и их преобразованием в коллекторные токи транзисторов 8 и 9. Коэффициенты преобразования напряжений u_x и в выходные токи этого канала зависят от уровня тока в общей эмиттерной цепи транзисторов 8 и 9, т.е. тока третьего 10 токостабилизирующего двухполюсника I₁₀:

Как следствие, суммарный ток в резисторе 23 (24) дифференциальной цепи нагрузки имеет разностные составляющие:

где r_э3, r_э8, r_э9 - сопротивления эмиттерных переходов соответствующих транзисторов 3, 8 и 9:

,

,

где I₄=I₇=const, I₁₀ - статические токи двухполюсников 4, 7, 10, причем суммарный ток общей эмиттерной цепи транзисторов 8 и 9

Таким образом, в резисторе нагрузки 23 (24) протекают две противофазные составляющие токов, обусловленные входным сигналом канала «X». Нулевое значение суммарный ток через резистор R23 (R24) принимает при

Если суммарный ток общей эмиттерной цепи транзисторов 8 и 9 под действием источника управляющего напряжения 16 (U_y) становится меньше или больше, чем , то происходит изменение фазы выходного сигнала ДК - в схеме преобладает либо первый неинвертирующий канал передачи u_x и через транзисторы 3 и 6, либо второй инвертирующий канал (транзисторы 8, 9). Этот эффект достигается за счет новых связей в заявляемом ДК и является необходимым условием для реализации на его основе не только управляемого фазочувствительного (к управляющему сигналу канала «Y») усилителя, но и смесителя сигналов каналов «X» и «Y» с подавлением центральной гармоники u_x и . Причем переменная составляющая выходного напряжения УУ фиг.2

Из (1)-(9) следует, что заявляемое устройство обеспечивает смешение (перемножение) двух сигналов u_x и u_y, что подтверждается результатами моделирования фиг.8 и фиг.9, фиг.12 и фиг.13, фиг.16 и фиг.17, фиг.20 и фиг.21.

В СВЧ смесителях сигналов фиг.3 резисторы 25 и 26 могут выполнять функции цепей согласования источника входного напряжения канала «X» (1, 2) и УУ с заданным волновым сопротивлением, например, 50 Ом.

Замечательная особенность заявляемого устройства - возможность использования в системах СВЧ связи, реализуемых на основе SiGe техпроцессов.

Таким образом, предлагаемое техническое решение является альтернативным решением широко распространенного смесителя Гильберта.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Патентная заявка US 2009/058466 fig.3.

2. Патент US №6.137.363.

3. Патент US №3.482.177 fig.3.

4. Патентная заявка US 2005/0225389 fig.3.

5. Патентная заявка US 2009/289714 fig.3.

6. Патент JP 52-139346, кл. 98(5)/А31, 1997.

7. Патент US 4.101.842 fig.1.

8. Патент US5.006.818.

9. Патент СССР 813692.

10. Патент СССР 497713.

11. Операционные усилители с непосредственной связью каскадов / Анисимов В.И., Капитонов М.В., Прокопенко Н.Н., Соколов Ю.М. - Л., 1979. - 148 с.- стр.56, рис.2-11.

12. Полонников Д.Е. Операционные усилители: Принципы построения, теория, схемотехника. - М., 1983.- 216 с. - стр.140, рис.4.11.

13. Гальперин М.В. и др. Усилители постоянного тока / Гальперин М.В., Злобин Ю.П., Павленко В.А. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Энергия, 1978, стр.78, рис.2-14.