Результат интеллектуальной деятельности: ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С РЕЗОНАНСНОЙ АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКОЙ

Предлагаемое изобретение относится к области измерительной техники, радиотехники и связи и может использоваться в устройствах фильтрации радиосигналов, телевидении, радиолокации, в том числе для целей измерения параметров высокочастотных сигналов и т.п.

В задачах измерения и выделения высокочастотных сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких измерительных усилителей (ИУ) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа второстепенных транзисторов, образующих операционный усилитель [1, 2]. В этой связи весьма актуальной является задача построения ИУ на минимально возможном числе транзисторов, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью (Q) резонансной характеристики (Q=2÷10) при малом энергопотреблении.

Известны схемы ИУ, интегрированных в архитектуру RC-фильтров на основе биполярных транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f_в-f_н [3-10]. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f_н определяется специальным корректирующим конденсатором.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является ИУ, представленный в патенте US 4.843.343 fig.1. Он содержит источник входного сигнала 1, соединенный с базой первого 2 входного транзистора, второй 3 входной транзистор, база которого связана с выходом 4 устройства, а эмиттер соединен с эмиттером первого 2 входного транзистора и через первый 5 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 6 шиной источника питания, токовое зеркало 7, согласованное со второй 8 шиной источника питания, выход которого 9 через второй 10 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 6 шиной источника питания, первый 11 корректирующий конденсатор, включенный между выходом 4 устройства и общей шиной источников питания 12, второй 13 корректирующий конденсатор.

Для обеспечения большого (K_y=10^-2÷10^-4) затухания выходного сигнала в диапазоне низких частот (f<<f₀) в структуре ИУ фиг.1 необходимо использовать подключение источника сигнала 1 к базе первого 2 входного транзистора через специальный входной разделительный конденсатор, емкость которого должна быть значительно больше емкостей частото-задающей цепи (первый 11 и второй 13 корректирующие конденсаторы). Кроме этого в данном случае необходим дополнительный режимозадающий резистор в цепи базы входного транзистора 2.

Существенные недостатки ИУ-прототипа фиг.1 состоят в следующем:

- для каскадирования (последовательного соединения) таких схем ИУ в полосовые фильтры необходимо использовать дополнительные буферные усилители;

- в структуре фиг.1 проблематично получение высоких добротностей. При реализации больших добротностей (Q=3…10) необходимо использовать большое значение сопротивления второго токостабилизирующего двухполюсника 10, что увеличивает пропорционально влияние на работу схемы паразитной емкости коллекторного перехода транзистора 3 и выходной емкости токового зеркала. В конечном итоге это ограничивает диапазон рабочих частот ИУ-прототипа.

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в увеличении затухания выходного сигнала в диапазоне низких частот при повышенной и достаточно стабильной добротности Q амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) ИУ и большом коэффициенте усиления по напряжению (K₀) на частоте квазирезонанса f₀.

Поставленная задача решается тем, что в ИУ фиг.1, содержащем источник входного сигнала 1, соединенный с базой первого 2 входного транзистора, второй 3 входной транзистор, база которого связана с выходом 4 устройства, а эмиттер соединен с эмиттером первого 2 входного транзистора и через первый 5 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 6 шиной источника питания, токовое зеркало 7, согласованное со второй 8 шиной источника питания, выход которого 9 через второй 10 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 6 шиной источника питания, первый 11 корректирующий конденсатор, включенный между выходом 4 устройства и общей шиной источников питания 12, второй 13 корректирующий конденсатор, предусмотрены новые элементы и связи - в качестве первого 2 и второго 3 входных транзисторов используются полевые транзисторы, сток которых соответствует коллектору, исток - эмиттеру, а затвор - базе биполярного транзистора, сток второго 3 входного транзистора соединен со входом 14 токового зеркала 7, выход 9 токового зеркала 7 связан с выходом устройства 4 через второй 13 корректирующий конденсатор, причем сток первого 2 входного транзистора связан со второй 8 шиной источника питания, а выход устройства 4 зашунтирован по переменному току дополнительным резистором 15.

Схема усилителя-прототипа показана на чертеже фиг.1. На чертеже фиг.2 представлена схема заявляемого ИУ в соответствии с формулой изобретения.

На чертеже фиг.3 представлена схема ИУ фиг.2 с конкретным выполнением токового зеркала 7.

На чертеже фиг.4 показана схема ИУ фиг.3 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов.

На чертеже фиг.5 приведена логарифмическая амплитудно-частотная характеристика ИУ фиг.4 в диапазоне частот 0,1-10 ГГц при разных значениях тока I₀ токостабилизирующего двухполюсника 5.

На чертеже фиг.6 приведена логарифмическая фазо-частотная характеристика ИУ фиг.4 в диапазоне частот 0,1-5 ГГц при разных значениях тока I₀ токостабилизирующего двухполюсника 5.

Измерительный усилитель с резонансной амплитудно-частотной характеристикой фиг.2 содержит источник входного сигнала 1, соединенный с базой первого 2 входного транзистора, второй 3 входной транзистор, база которого связана с выходом 4 устройства, а эмиттер соединен с эмиттером первого 2 входного транзистора и через первый 5 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 6 шиной источника питания, токовое зеркало 7, согласованное со второй 8 шиной источника питания, выход которого 9 через второй 10 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 6 шиной источника питания, первый 11 корректирующий конденсатор, включенный между выходом 4 устройства и общей шиной источников питания 12, второй 13 корректирующий конденсатор. В качестве первого 2 и второго 3 входных транзисторов используются полевые транзисторы, сток которых соответствует коллектору, исток - эмиттеру, а затвор - базе биполярного транзистора. Сток второго 3 входного транзистора соединен со входом 14 токового зеркала 7, выход 9 токового зеркала 7 связан с выходом устройства 4 через второй 13 корректирующий конденсатор, причем сток первого 2 входного транзистора связан со второй 8 шиной источника питания, а выход устройства 4 зашунтирован по переменному току дополнительным резистором 15.

Рассмотрим работу предлагаемой схемы фиг.3.

Источник входного сигнала u_BX (1) изменяет токи дифференциальной пары, реализованной на транзисторах 2 и 3. Изменение тока стока транзистора 3 вызывает изменение токов биполярного транзистора 17. Характер коллекторной нагрузки этого транзистора, образованной резисторами 10, 15 и конденсаторами 11, 13, приводит к частотной зависимости напряжения на резисторе 15, соответствующей АЧХ и ФЧХ избирательного усилителя. Действительно, влияние емкостного делителя на конденсаторах 13 и 11 ослабляет токи резистора 15 в диапазонах нижних и верхних частот в окрестности частоты квазирезонанса f₀. Выходное напряжение ИУ (узел 4) дифференциально взаимодействует с входным напряжением 1 и изменяет ток стока транзистора 3 и, следовательно, тока базы транзистора 17. Таким образом, подключение выходной цепи 4 ИУ к затвору транзистора 3 реализует в схеме контур обратной связи, частотная зависимость которого соответствует характеристике РТУ. Глубина этой обратной связи (ОС) максимальна только на одной частоте, которая соответствует частоте квазирезонанса (f₀) ИУ. В силу регенеративных свойств этой ОС увеличивается добротность (Q) и коэффициент усиления ИУ (K₀) без изменения частоты квазирезонанса f₀.

Комплексный коэффициент передачи ИУ фиг.2 как отношение выходного напряжения u_вых.4 (выход устройства - узел 4) к входному напряжению u_вх усилителя определяется формулой, которую можно получить с помощью методов анализа электронных схем

где f - частота входного сигнала;

f₀ - частота квазирезонанса ИУ;

Q - добротность АЧХ ИУ;

K₀ - коэффициент усиления ИУ по напряжению на частоте квазирезонанса f₀. Причем

где ;

S₂≈S₃≈S₁₆ - крутизна полевых транзисторов 2, 3, 16;

h11.17≈φ_т/I₀ - входное сопротивление транзистора 17 в схеме с общей базой при статическом токе эмиттера I_э=I₀;

φ_т≈26 мВ - температурный потенциал.

Из формулы (4) следует, что изменением эквивалентной крутизны S можно независимо от реализуемого значения f₀ (2) осуществить настройку Q схемы ИУ на заданную величину. Например, в схеме фиг.3 это легко реализуется изменением тока I₅=2I₀ двухполюсника 5. Действительно, при относительно высокой идентичности полевых транзисторов схемы S=1/h_11.17≈I₀/φ_т. Следовательно, глубокое ослаблении входного сигнала в диапазоне нижних частот (f<<f₀), обеспечиваемое заявляемой схемой, не противоречит свойству управляемости добротностью Q.

Кроме этого важным дополнительным свойством схем фиг.2-фиг.3 является относительно небольшое влияние паразитных емкостей транзисторов на основные параметры (f₀, Q). Действительно, для схемы фиг.3 можно показать, что относительные изменения основных параметров ИУ

где C_вх - входная емкость транзистора 3;

C_п - емкость на подложку выходной цепи токового зеркала 7 (коллекторной цепи транзистора 17, фиг.3).

Структурные свойства схемы фиг.3 (фиг.2) позволяют оптимизировать параметры ИУ фиг.3 (фиг.2). Если выбрать C₁₁=C₁₃=C, то оптимальное отношение (R₁₅/R₁₀)_opt=1/2, и тогда при минимальном значении эквивалентной крутизны S выполняется условие

В этом случае чувствительности основных параметров ИУ к нестабильности пассивных элементов схемы оптимизируются:

В биполярном базисе элементов в схеме ИУ фиг.2-фиг.3 для уменьшения на низких частотах прямой передачи входного сигнала по цепи «база транзистора 2 - эмиттер транзистора 2 - эмиттер транзистора 3 - база транзистора 3», зависящей от их коэффициентов усиления по току базы (β=50÷200) нужна дополнительная разделительная емкость во входной цепи.

В предлагаемой схеме ИУ за счет применения полевых транзисторов 2 и 3 этот эффект значительно ослаблен, а асимптотические затухания на низких частотах малы в связи с отсутствием передачи изменений токов истока транзисторов 2 и 3 в цепь затвора транзистора 3.

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение ИУ характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления K₀ на частоте квазирезонанса f₀, повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства, а также более высоким ослаблением выходного сигнала в диапазоне низких частот. Это повышает эффективность его использования в измерительных и радиотехнических устройствах различного назначения.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz / N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy // Proceeding of the 4^th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 /- Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С, К.Schmalz, С.Scheytt // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586

3. Патент US 4.843.343

4. Патент US 4.590.435, fig.5

5. Патент US 4.999.585, fig.2

6. Патент US 6.307.438, fig.2

7. Патент US 4.267.518, fig.4

8. Патент WO 03052925

9. Патентная заявка US 2008/0246538, fig.3

10. Патентная заявка US 2010/0201437.