Результат интеллектуальной деятельности: ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С УПРАВЛЯЕМЫМИ ПАРАМЕТРАМИ АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ

Предлагаемое изобретение относится к области измерительной техники, радиотехники и связи и может использоваться в устройствах фильтрации радиосигналов, телевидении, радиолокации, в том числе для целей измерения параметров высокочастотных сигналов и т.п.

В задачах измерения параметров и выделения высокочастотных сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких измерительных усилителей (ИУ) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа второстепенных транзисторов, образующих операционный усилитель [1, 2]. В этой связи весьма актуальной является задача построения ИУ на минимально возможном числе транзисторов, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью (Q) резонансной характеристики (Q=2÷10) при малом энергопотреблении.

Известны схемы ИУ, интегрированных в архитектуру RC-фильтров на основе биполярных транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f_в-f_н [3-10]. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f_н определяется специальным корректирующим конденсатором.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является усилитель, представленный в патенте US 4843343 fig.2. Он содержит источник сигнала 1, подключенный к первому входу 2 входного дифференциального каскада 3, первый 4 корректирующий конденсатор, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источника питания 6, причем второй вход 7 входного дифференциального каскада 3 связан с выходом устройства 5, первый 8 и второй 9 токовые выходы входного дифференциального каскада 3, первый 10 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между первой 11 шиной источника питания и входом 12 токового зеркала 13, второй 14 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между выходом 15 токового зеркала 13 и первой 11 шиной источника питания, второй 16 корректирующий конденсатор, вторую 17 шину источника питания, согласованную с эмиттерной цепью входного дифференциального каскада 3.

Существенные недостатки ИУ-прототипа фиг.1 состоят в следующем:

- для обеспечения большого (K_y=10^-3 ÷10^-4) затухания выходного

сигнала в диапазоне низких частот (f<<f₀) в структуре ИУ фиг.1 необходимо использовать подключение источника сигнала 1 к базе первого 2 входного транзистора через специальный входной разделительный конденсатор, емкость которого должна быть значительно больше емкостей частотно-задающей цепи (первый 11 и второй 13 корректирующие конденсаторы). Кроме этого, в данном случае необходим дополнительный режимозадающий резистор в цепи базы входного транзистора 2;

- для каскадирования (последовательного соединения) таких схем ИУ в полосовые фильтры необходимо использовать дополнительные буферные усилители;

- в структуре фиг.1 проблематично получение высоких добротностей. При реализации больших добротностей (Q=3…10) необходимо использовать большое значение сопротивления токостабилизирующего двухполюсника 10, что увеличивает пропорционально влияние на работу схемы паразитной емкости коллекторного перехода транзистора 3 и выходной емкости токового зеркала. В конечном итоге это ограничивает диапазон рабочих частот ИУ-прототипа.

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в увеличении затухания выходного сигнала в диапазоне низких частот при повышенной и достаточно стабильной добротности Q амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) ИУ и большом коэффициенте усиления по напряжению (K₀) на частоте квазирезонанса f₀.

Поставленная задача решается тем, что в измерительном усилителе фиг.1, содержащем источник сигнала 1, подключенный к первому входу 2 входного дифференциального каскада 3, первый 4 корректирующий конденсатор, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источника питания 6, причем второй вход 7 входного дифференциального каскада 3 связан с выходом устройства 5, первый 8 и второй 9 токовые выходы входного дифференциального каскада 3, первый 10 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между первой 11 шиной источника питания и входом 12 токового зеркала 13, второй 14 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между выходом 15 токового зеркала 13 и первой 11 шиной источника питания, второй 16 корректирующий конденсатор, вторую 17 шину источника питания, согласованную с эмиттерной цепью входного дифференциального каскада 3, предусмотрены новые элементы и связи - второй 16 корректирующий конденсатор включен между выходом 15 токового зеркала 13 и выходом устройства 5, причем выход устройства 5 зашунтирован по переменному току дополнительным резистором 18, второй токовый выход 9 входного дифференциального каскада 3, инвертирующий фазу сигнала на его втором 7 входе, соединен со входом 12 токового зеркала 13, а первый 8 токовый выход входного дифференциального каскада 3 связан с первой 11 шиной источника питания.

Схема усилителя-прототипа показана на чертеже фиг.1. На чертеже фиг.2 представлена схема заявляемого ИУ в соответствии с п.1 формулы изобретения.

На чертеже фиг.3 приведен ИУ с повышенным затуханием выходного сигнала в области низких частот с конкретным выполнением входного дифференциального каскада 3 на полевых транзисторах 27, 28 (п.2 формулы изобретения).

На чертеже фиг.4 показан ИУ фиг.2 с повышенным затуханием в области низких частот и реализацией входного дифференциального каскада 3 по схеме на составных (ЗСМ-33) транзисторах Дарлингтона (п.3 формулы изобретения).

На чертеже фиг.5 представлена схема устройства фиг.2 в среде PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НЛП «Пульсар».

На чертеже фиг.6 приведен график частотной зависимости коэффициента усиления схемы ИУ фиг.5 при следующих параметрах элементов C₁=2,1 p, C₂=1,9 p, R₁=1 КОм, R₂=100 Ом. При этом реализуется добротность Q=10.

На чертеже фиг.7 показана схема устройства фиг.2 в среде PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП HI 111 «Пульсар» для случая, когда источник сигнала 1 связан с базой входного транзистора VT17 входного дифференциального каскада 3 через разделительный конденсатор С3.

На чертеже фиг.8 приведен график частотной зависимости коэффициента усиления схемы фиг.7 при C₁=600 f, С₂=2 р, С₃=2,1 р, R₂=R₃=700 Ом, R₁=1 КОм. При этом реализуемая добротность Q=163.

На чертеже фиг.9 представлена схема устройства фиг.4 в среде PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар», которая обеспечивает высокое ослабление выходного сигнала в диапазоне низких частот без применения входного разделительного конденсатора и полевых транзисторов.

На чертеже фиг.10 приведен график частотной зависимости коэффициента усиления схемы фиг.9 при C₁=190,5 f, C₂=10,5 f, R₁=1 КОм, R₂=460 Ом. При этом реализуемая добротность Q=114.

Измерительный усилитель с управляемыми параметрами амплитудно-частотной характеристики фиг.2 содержит источник сигнала 1, подключенный к первому входу 2 входного дифференциального каскада 3, первый 4 корректирующий конденсатор, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источника питания 6, причем второй вход 7 входного дифференциального каскада 3 связан с выходом устройства 5, первый 8 и второй 9 токовые выходы входного дифференциального каскада 3, первый 10 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между первой 11 шиной источника питания и входом 12 токового зеркала 13, второй 14 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между выходом 15 токового зеркала 13 и первой 11 шиной источника питания, второй 16 корректирующий конденсатор, вторую 17 шину источника питания, согласованную с эмиттерной цепью входного дифференциального каскада 3. Второй 16 корректирующий конденсатор включен между выходом 15 токового зеркала 13 и выходом устройства 5, причем выход устройства 5 зашунтирован по переменному току дополнительным резистором 18, второй токовый выход 9 входного дифференциального каскада 3, инвертирующий фазу сигнала на его втором 7 входе, соединен со входом 12 токового зеркала 13, а первый 8 токовый выход входного дифференциального каскада 3 связан с первой 11 шиной источника питания.

На чертеже фиг.2 входной дифференциальный каскад 3 реализован на транзисторах 19 и 20, а также источнике тока 21. Резистор 22 устанавливает статический режим транзистора 20. Источник входного напряжения 1 содержит входную эдс 24 и разделительный конденсатор 23. Токовое зеркало 13 выполнено по традиционной схеме и содержит р-n переход 25 и транзистор 26, база которого является токовым входом 12.

На чертеже фиг.3, в соответствии с п.2 формулы изобретения, входной дифференциальный каскад 3 реализован на первом 27 и втором 28 полевых транзисторах, объединенные истоки которых соединены со второй 17 шиной источника питания через вспомогательный токостабилизирующий двухполюсник 29.

На чертеже фиг.4, в соответствии с п.3 формулы изобретения, входной дифференциальный каскад 3 реализован на основе составных транзисторов Дарлингтона 30, 31, 32, 33 и двухполюсников 34, 35, 36, обеспечивающих статический режим схемы.

Рассмотрим работу предлагаемой схемы фиг.3.

Источник входного сигнала u_вх (1) изменяет токи дифференциальной пары, реализованной на транзисторах 27 и 28. Изменение тока стока транзистора 28 вызывает изменение входного тока токового зеркала 13 и коллекторного тока биполярного транзистора 26. Характер коллекторной нагрузки этого транзистора, образованной резисторами 14, 18 и конденсаторами 16, 4, приводит к частотной зависимости напряжения на резисторе 18, соответствующей АЧХ и ФЧХ избирательного усилителя. Действительно, влияние емкостного делителя на конденсаторах 16 и 4 ослабляет токи резистора 18 в диапазонах нижних и верхних частот в окрестности частоты квазирезонанса f₀. Выходное напряжение ИУ (узел 5) дифференциально взаимодействует с входным напряжением 1 и изменяет ток стока транзистора 28 и, следовательно, тока коллектора транзистора 26. Таким образом, подключение выходной цепи 5 ИУ к затвору транзистора 28 реализует в схеме контур обратной связи, частотная зависимость которого соответствует характеристике полосового фильтра. Глубина этой обратной связи (ОС) максимальна только на одной частоте, которая соответствует частоте квазирезонанса (f₀) ИУ. В силу регенеративных свойств этой ОС увеличивается добротность (Q) и коэффициент усиления ИУ (K₀) без изменения частоты квазирезонанса f₀.

Комплексный коэффициент передачи ИУ фиг.3 как отношение выходного напряжения u_вых.5 (выход устройства 5) к входному напряжению u_вх (1) определяется формулой, которую можно получить с помощью методов анализа электронных схем

где f - частота входного сигнала;

f₀ - частота квазирезонанса ИУ;

Q - добротность АЧХ ИУ;

K₀ - коэффициент усиления ИУ по напряжению на частоте квазирезонанса f₀. Причем

где R₁₄, R₁₈ (C₁₆, C₄) - сопротивления (емкости) элементов 14 и 18 (16,4);

K_i13≈1 - коэффициент передачи по току токового зеркала 13;

S₂₇≈S₂₈≈S₀ - крутизна транзисторов 27 и 28 входного дифференциального каскада 3.

Из формулы (3) следует, что изменение эквивалентной крутизны S можно независимо от реализуемого значения f₀ (формула 2) осуществить настройку Q схемы ИУ на заданное значение. Например, в схеме фиг.3 это легко реализуется изменением тока I₂₉=2I₀ двухполюсника 29, так как крутизна транзисторов S₂₈≈S₂₇≈S прямо пропорциональна статическому току истока I_И.28=I_и.27=I₀.

Для случая, когда входной дифференциальный каскад 3 выполнен на биполярных транзисторах (например, в схеме фиг.2), эквивалентная крутизна S (5) определяется по формуле

где r_Э19=r_Э20=r_э - сопротивление эмиттерных переходов транзисторов 19 и 20.

С учетом режимной зависимости r_э=φ_т/I_э при K_i13=1 формулу (6) можно упростить:

где φ_т=26 мВ - температурный потенциал;

I₀=0,5I₂₁ - половина тока двухполюсника 21.

Таким образом, изменяя ток I₀, можно управлять величиной добротности Q, реализуемой в схемах заявляемого устройства фиг.3, фиг.2.

Кроме этого, важным дополнительным свойством схем фиг.2 и 3 является относительно небольшое влияние паразитных емкостей транзисторов на основные параметры f₀ и Q. Действительно, для схемы фиг.3 можно показать, что относительные изменения основных параметров ИУ

где С_вх - входная емкость транзистора 28;

С_п - емкость на подложку коллекторной цепи транзистора 26 (фиг.3). Структурные свойства схемы фиг.3 (фиг.2) позволяют оптимизировать параметры ИУ фиг.3 (фиг.2). Если выбрать C₁₆=C₄=C, то оптимальное отношение (R₁₈/R₁₄)_opt=1/2, и тогда при минимальном значении эквивалентной крутизны S выполняется условие

В этом случае чувствительности основных параметров ИУ к нестабильности пассивных элементов схемы оптимизируются:

В биполярном базисе элементов в схеме ИУ фиг.2 для уменьшения на низких частотах прямой передачи входного сигнала 1 по цепи «база транзистора 20 - эмиттер транзистора 20 - эмиттер транзистора 19 - база транзистора 19», зависящей от их коэффициентов усиления по току базы этих транзисторов (β=50÷200), нужна дополнительная разделительная емкость 23 во входной цепи, которая показана в источнике входного сигнала 1.

В предлагаемой схеме ИУ за счет применения полевых транзисторов 27 и 28 (фиг.3) этот эффект значительно ослаблен, а асимптотические затухания на низких частотах малы в связи с отсутствием передачи изменений токов истока транзисторов 27 и 28 в цепь затвора транзистора 28, т.е. на выход устройства 5.

Аналогичным свойством обладает ИУ фиг.4, в котором каскад 3 выполнен на составных транзисторах Дарлингтона (фиг.4).

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение ИУ характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления К₀ на частоте квазирезонанса f₀, повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства, а также более высоким ослаблением выходного сигнала в диапазоне низких частот. Данное сочетание свойств ИУ позволяет обеспечить его эффективное использование для целей измерения параметров высокочастотных сигналов и их усиления.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz \ N.Prokopenko, A. Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy \\ Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 / - Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей \ Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К.Schmalz, С.Scheytt \\ Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Патент US 4843343.

4. Патент US 4590435, fig.5.

5. Патент US 4999585, fig.2.

6. Патент US 6307438, fig.2.

7. Патент US 4267518, fig.4.

8. Патент WO 03052925.

9. Патентная заявка US 2008/0246538, fig.3.

10. Патентная заявка US 2010/0201437.