Результат интеллектуальной деятельности: ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НА ОСНОВЕ НЕИНВЕРТИРУЮЩЕГО УСИЛИТЕЛЯ ТОКА

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах фильтрации радиосигналов, телевидении, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (ИУ) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа второстепенных транзисторов, образующих операционный усилитель [1, 2]. В этой связи весьма актуальной является задача построения избирательных усилителей на биполярных транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью (Q) резонансной характеристики (Q=2÷10) при малом энергопотреблении.

Известны схемы ИУ, интегрированных в архитектуру RC-фильтров на основе биполярных транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f_в-f_н [3-20]. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f_н определяется корректирующим конденсатором.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель, представленный в патенте US 5304946, фиг.24. Он содержит источник входного напряжения 1, связанный с преобразователем «напряжение-ток» 2, выходной транзистор 3, база которого подключена к источнику вспомогательного напряжения 4, а коллектор через первый 5 частотозадающий резистор соединен с первой 6 шиной источника питания, первый 7 и второй 8 корректирующие конденсаторы, второй 9 частотозадающий резистор.

Существенный недостаток известного ИУ-прототипа состоит в том, что он не обеспечивает высокую добротность амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и коэффициент усиления по напряжению K₀>1 на частоте квазирезонанса (f₀).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ ИУ и его коэффициента усиления по напряжению (К₀) на частоте квазирезонанса f₀. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство.

Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе, фиг.1, содержащем источник входного напряжения 1, связанный с преобразователем «напряжение-ток» 2, выходной транзистор 3, база которого подключена к источнику вспомогательного напряжения 4, а коллектор через первый 5 частотозадающий резистор соединен с первой 6 шиной источника питания, первый 7 и второй 8 корректирующие конденсаторы, второй 9 частотозадающий резистор, предусмотрены новые элементы и связи - выход преобразователя «напряжение-ток» 2 подключен к коллектору выходного транзистора 3 и связан по переменному току с общей шиной источников питания 10 через первый 7 корректирующий конденсатор, а также через второй 8 корректирующий конденсатор подключен ко входу дополнительного токового зеркала 11, причем неинвертирующий выход 12 дополнительного токового зеркала 11 соединен с эмиттером выходного транзистора 3 и выходом устройства 13 через второй 9 частотозадающий резистор, а эмиттер выходного транзистора 3 подключен к первому дополнительному токостабилизирующему двухполюснику 14.

Схема усилителя-прототипа показана на фиг.1.

На фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1, п.2 и п.3 формулы изобретения.

На фиг.3 показана схема ИУ фиг.2 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов (техпроцесс SG25Hl).

На фиг.4 приведены логарифмическая амплитудно-частотная (ЛАЧХ) и фазочастотная (ФЧХ) характеристики ИУ фиг.3 в широком диапазоне частот от 1 кГц до 100 ГГц при Rvar=R1=70 Ом, Cvar=C6=C7=250 фФ.

На фиг.5 показаны ЛАЧХ и ФЧХ ИУ фиг.3 в более узком диапазоне частот от 100 МГц до 10 ГГц при Rvar=R1=70 Ом, Cvar=C6=C7=250 фФ.

На фиг.6 представлена зависимость добротности Q от сопротивления Rvar ИУ фиг.3.

На фиг.7 показана зависимость добротности Q и резонансной частоты f₀ ИУ фиг.3 от параметра Cvar.

Избирательный усилитель фиг.2 содержит источник входного напряжения 1, связанный с преобразователем «напряжение-ток» 2, выходной транзистор 3, база которого подключена к источнику вспомогательного напряжения 4, а коллектор через первый 5 частотозадающий резистор соединен с первой 6 шиной источника питания, первый 7 и второй 8 корректирующие конденсаторы, второй 9 частотозадающий резистор. Выход преобразователя «напряжение-ток» 2 подключен к коллектору выходного транзистора 3 и связан по переменному току с общей шиной источников питания 10 через первый 7 корректирующий конденсатор, а также через второй 8 корректирующий конденсатор подключен ко входу дополнительного токового зеркала 11, причем неинвертирующий выход 12 дополнительного токового зеркала 11 соединен с эмиттером выходного транзистора 3 и выходом устройства 13 через второй 9 частотозадающий резистор, а эмиттер выходного транзистора 3 подключен к первому дополнительному токостабилизирующему двухполюснику 14.

На фиг.2, в соответствии с п.2 формулы изобретения, между входом дополнительного токового зеркала 11 и первой 6 шиной источника питания включен второй 15 дополнительный токостабилизирующий двухполюсник.

Кроме того, на фиг.2, в соответствии с п.3 формулы изобретения, инвертирующий выход 16 дополнительного токового зеркала 11 связан с дополнительным выходом устройства 17 и через вспомогательный резистор 18 подключен к первой 6 шине источника питания. Токовое зеркало 11 выполнено на основе транзистора 19 и p-n-перехода 20.

Рассмотрим работу схемы фиг.2.

Источник входного сигнала (u_вх) 1 через преобразователь напряжение-ток 2 изменяет ток цепи нагрузки, образованной резисторами 5, 9 и конденсаторами 8, 10. В силу емкостного делителя, реализованного на конденсаторах 10 и 8, ток, протекающий через резистор 9, имеет частотную характеристику, совпадающую с частотной характеристикой резонансного ИУ. При этом его максимальное значение достигается на частоте квазирезонанса f₀, определяемой соотношением только пассивных элементов указанной цепи. Выходной ток вышеназванной частотно-зависимой цепи (ток через резистор 9) определяет изменение тока эмиттера и коллектора выходного транзистора 3 и тока дополнительного токового зеркала 11, обеспечивающих реализацию контура комплексной обратной связи. В силу указанных выше свойств цепи нагрузки выходного транзистора 3 эта обратная связь является вещественной на частоте квазирезонанса ИУ f₀ и, следовательно, ее действие направлено на увеличение добротности Q и коэффициента усиления K₀. Глубина контура указанной обратной связи определяется количеством m эмиттеров транзистора 19 токового зеркала 11.

Комплексный коэффициент передачи ИУ (фиг.2) как отношение выходного напряжения (выход устройства 13) к входному напряжению u_вх определяется формулой, которую можно получить с помощью методов анализа электронных схем:

где f - частота сигнала;

f₀ - частота квазирезонанса;

Q - добротность АЧХ избирательного усилителя;

K₀ - коэффициент усиления ИУ на частоте квазирезонанса f₀.

Причем

где C₈, C_10, R_5, R₉ - параметры элементов схемы 8, 10, 5 и 9;

h_11.i - входное сопротивление i-го транзистора в схеме с общей базой.

Добротность ИУ определяется формулой

где α_i - коэффициент передачи по току эмиттера i-го транзистора;

m - число р-n-переходов многоэмиттерного транзистора 19 в токовом зеркале 11;

- эквивалентное затухание пассивной цепи.

За счет выбора параметров элементов, входящих в формулу (3), можно обеспечить Q>>1.

Формула для коэффициента усиления К₀ в комплексном коэффициенте передачи (1) имеет вид

где S₂ - крутизна преобразователя «напряжение-ток» 2.

Важной особенностью схемы является возможность оптимизации использования равноминимальных элементов пассивной цепи. Действительно, как это следует из соотношения (3) при выполнении условий R=R₅=R₉, C₈=C₁₀=C:

Необходимое значение Q можно задавать структурно путем выбора числа эмиттерных переходов m транзистора 19 и параметрическим выбором режимных токов I₁₄ и Действительно,

Изменением сопротивления токозадающего резистора 15 контролируется ток , а изменением тока источника тока 14 - ток I₀.

Представленные на фиг.4-7 результаты моделирования предлагаемого ИУ, фиг.3, подтверждают указанные свойства.

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение ИУ характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления К₀ на частоте квазирезонанса f₀, а также повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz \ N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy \\ Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC′08 /- Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей \ Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К.Schmalz, С.Scheytt \\ Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем- 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Ежков Ю.С.Справочник по схемотехнике усилителей. - 2-е изд., перераб. - М., ИП РадиоСофт, 2002. - С.21, рис.1.10в.

4. Волгин Л.И. Синтез и схемотехника аналоговых электронных средств в элементном базисе усилителей и повторителей тока / Л.И.Волгин, А.И.Зарукин; под.общ.ред. Л.И.Волгина. - Ульяновск: УлГТУ, 2005. - С.33, рис.27.

5. Патент US 5304946 fig. 22.

6. Патент US 7113043.

7. Патент US 7598810.

8. Патентная заявка US 2005/0146389, fig.3.

9. Патентная заявка US 2008/0231369, fig.2.

10. Патент US 7110742, fig.5.

11. Патент US 6515547, fig.4a.

12. Патент US 7633344, fig.7.

13. Патент US 7847636, fig.4a.

14. Патент US 7786807.

15. Патентная заявка US 2007/0296501.

16. Патентная заявка US 2008/0018403.

17. US 3351865.

18. Патент US 7737790.

19. Патент US 4151483, fig.2.

20. Патентная заявка JP 2003011396.