Результат интеллектуальной деятельности: ПРИЕМНОЕ УСТРОЙСТВО С ЦИФРОВОЙ ОБРАБОТКОЙ ПРИНИМАЕМЫХ СИГНАЛОВ

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано при решении задач обнаружения радиоизлучений в сложной сигнально-помеховой обстановке.

Известно радиоприемное устройство с цифровой обработкой принимаемых сигналов (см., например, Забеньков И.И., Исаакович Н.Н. и др. Проектирование цифровых приемных устройств, БГУИР, Минск, 2006, стр.45), содержащее последовательно соединенные антенну, преселектор, аналого-цифровой преобразователь и сигнальный процессор. Недостатком данного приемного устройства является низкая степень защищенности от интермодуляционных помех, возникновение которых обусловлено нелинейностью характеристик передачи активных элементов усилительных каскадов преселектора.

Известно радиоприемное устройство с цифровой многопроцессорной системой обработки принимаемых радиосигналов (см., например, Литюк В.И., Литюк Л.В. Методы цифровой многопроцессорной обработки ансамблей радиосигналов, Салон-Пресс, Москва, 2007, стр.8), содержащее последовательно соединенные антенну, линейный тракт приемника, блок аналого-цифрового преобразования и цифровой многопроцессорный вычислитель. Недостатком данного приемного устройства является низкая степень защищенности от интермодуляционных помех, возникновение которых обусловлено нелинейностью характеристик передачи активных элементов усилительных каскадов и каскадов преобразователей частоты линейного тракта приемника.

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому устройству является цифровой приемник-спектроанализатор (Радзиевский В.Г., Сирота А.А. Информационное обеспечение радиоэлектронных систем в условиях конфликта, М., «Радиотехника», 2001, стр.115). Приемник содержит антенну, подключенную к приемному каналу, который состоит из последовательно соединенных линейного тракта приемника, аналого-цифрового преобразователя, устройства накопления данных и процессора дискретного преобразования Фурье (ДПФ), выходы которого являются выходами приемного канала.

Недостатком данного устройства является низкая степень защищенности от интермодуляционных помех, возникающих в активных элементах линейного тракта приемника, а снижение его восприимчивости к помехам данного вида путем использования традиционных технические способов крайне затруднительно. Это обусловлено тем, что негативным следствием реализации этих способов, как правило, является снижение быстродействия и чувствительности приемников, требования к которым, напротив, постоянно возрастают.

Техническим результатом данного изобретения является повышение помехозащищенности приемного устройства с цифровой обработкой принимаемых сигналов от интермодуляционных помех за счет исключения ложных сигналов на их частотах.

Технический результат достигается за счет того, что в известное приемное устройство с цифровой обработкой принимаемых сигналов, состоящее из антенны, выход которой соединен с входом основного приемного канала, состоящего из последовательно соединенных линейного тракта приемника, аналого-цифрового преобразователя, устройства накопления данных и процессора дискретного преобразования Фурье, выходы которого являются выходами основного приемного канала, согласно изобретению включены последовательно соединенные аттенюатор, вход которого подключен к выходу антенны, дополнительный приемный канал, многоканальный (по числу выходов процессора ДПФ) умножитель, многоканальные (по числу выходов процессора ДПФ) цифровой компаратор и блок "И", к соответствующим входам которых подсоединены выходы основного приемного канала, а также введено запоминающее устройство порогового уровня, подсоединенное к другому входу многоканального умножителя.

Технический результат достигается за счет обеспечения специальной цифровой обработки спектральных составляющих принятого группового сигнала, проходящего через параллельные одинаковые приемные каналы (основной и дополнительный), на входе одного из которых (дополнительного) осуществляется ослабление сигнала на заданную величину. В результате после проведения спектрального анализа определяются и исключаются спектральные составляющие, появление которых обусловлено интермодуляцией.

Определение спектральных составляющих, обусловленных интермодуляцией, базируется на использовании различий в изменениях амплитуд спектральных составляющих сигналов и интермодуляционных помех на выходах нелинейных каскадов при изменении на одинаковую величину амплитуд полезного и интермодулирующих сигналов на входе данных каскадов.

Зависимость амплитуды тока на выходе нелинейного каскада определяется соотношениями:

для полезного сигнала:

для интермодуляционных помех второго порядка, обусловленных интермодулирующими сигналами на частотах ω₁ и ω₂, ω_n=±ω₁±ω₂:

для интермодуляционных помех третьего порядка на частоте ω_n=2ω₁-ω₂:

где S(u₀) - крутизна передаточной характеристики активного элемента нелинейного каскада в рабочей точке, определяемой его режимом работы;

S'(u₀), S''(u₀) - первая и вторая производные крутизны;

u₀ - напряжение смещения активного элемента;

u_c, u₁, u₂ - амплитуды напряжений полезного и интермодулирующих сигналов на входе активного элемента.

На фиг.1 - представлена структурная схема предлагаемого приемного устройства с цифровой обработкой принимаемых сигналов.

На фиг.2 приведены зависимости значения отношения амплитуд гармоник полезного сигнала и интермодуляционных помех второго и третьего порядков на выходе нелинейного каскада без ослабления (I_c, I_n1, и I_n2 соответственно) (сигналы на выходе нелинейного каскада основного канала) к амплитудам этих сигналов и интермодуляционных помех полученным при ослаблении в W раз амплитуд напряжений сигналов на входе данного каскада (сигналы на выходе нелинейного каскада дополнительного канала).

На фиг.3 приведена модель канала обнаружения с использованием ДПФ одной спектральной составляющей, разработанная на ЭВМ для оценки характеристик обнаружения заявляемого устройства.

На фиг.4. и 5 приведены результаты оценки характеристик обнаружения заявляемого устройства при ослаблении на входе дополнительного приемного канала на 3 дБ и 6 дБ соответственно.

Из зависимостей на фиг.2 видно, что амплитуда спектральной составляющей полезного сигнала на выходе нелинейного каскада изменится пропорционально величине изменения его амплитуды на входе данного каскада. Изменения же интермодуляционных помех в этих же условиях нелинейно возрастают с изменением на входе каскада амплитуд интермодулирующих (участвующих в интермодуляции) сигналов.

Приемное устройство с цифровой обработкой принимаемых сигналов (см. фиг.1) содержит антенну 1, аттенюатор 2, приемные (основной и дополнительный) каналы 3.1 и 3.2, многоканальный умножитель 4, запоминающее устройство порогового уровня 5, многоканальный цифровой компаратор 6 и многоканальный блок "И" 7. Каждый приемный канал 3.1 и 3.2 содержит, соответственно, последовательно соединенные линейный тракт приемника 8.1 и 8.2, аналого-цифровой преобразователь 9.1 и 9.2, устройство накопления данных 10.1 и 10.2 и процессор ДПФ 11.1 и 11.2, выходы которого являются выходами основного (дополнительного) приемных каналов 3.1 и 3.2. Количество каналов многоканального умножителя 4, многоканального цифрового компаратора 6 и многоканального блока "И" 7 равно количеству выходов процессора ДПФ 11.1 (11.2). Выход антенны 1 соединен с входом основного приемного канала 3.1 и через аттенюатор 2 - с входом дополнительного канала 3.2. Выход запоминающего устройства порогового уровня 5 и выходы дополнительного приемного канала 3.2 подключены к соответствующим входам многоканального умножителя 4, выходы которого соединены с соответствующими входами многоканального цифрового компаратора 6, выходы которого подключены к соответствующим входам многоканального блока "И" 7. Выходы основного приемного канала 3.1 соединены с соответствующими входами многоканального цифрового компаратора 6 и соответствующими входами многоканального блока "И" 7.

Многоканальный умножитель 4 может быть выполнен на основе известных практических схем арифметическо-логических устройств (см., например, "Основы вычислительной, микропроцессорной техники и программирования", "Высшая школа", Стрыгин В.В., Щарев Л.С., стр.118). Многоканальный цифровой компаратор 6, запоминающее устройство порогового уровня 5 и многоканальный блок "И" 7 могут быть выполнены на основе известных цифровых устройств (см., например, "Популярные цифровые микросхемы", "Радио и связь", Шило В.Л, 1988 г., стр.270 - цифровой компаратор, стр.168 - постоянное запоминающее устройство, стр.40 - многоканальный блок «И»).

Предлагаемое приемное устройство с цифровой обработкой принимаемых сигналов работает следующим образом (см. фиг.1).

Сигналы источников радиоизлучения принимаются антенной 1. В аттенюаторе 2 происходит ослабление в W раз принятого группового сигнала, то есть осуществляется ослабление в W раз амплитуд напряжений всех (полезных и интермодулирующих) сигналов, принимаемых антенной - u_c, u₁, u₂ в формулах (1)-(3). В линейных трактах приемника 8.1 и 8.2 основного и дополнительного приемных каналов 3.1 и 3.2 образуются интермодуляционные помехи, добавляются к принятому групповому сигналу и вместе с принятым групповым сигналом усиливаются и переносятся на промежуточную частоту.

Полученные радиосигналы на промежуточной частоте в аналого-цифровых преобразователях 9.1 и 9.2 дискретизируются по времени, квантуются по уровню и кодируются. В устройствах накопления данных 10.1 и 10.2 формируются векторы дискретных отсчетов кодированных значений амплитуд радиосигналов с выходов аналого-цифровых преобразователей 9.1 и 9.2 u_L(i)=u_L(iΔt),

где L=1 - для основного приемного канала и L=2 - для дополнительного приемного канала;

- номер отсчета;

Δt - интервал дискретизации;

N=T_c/Δt - количество дискретных отсчетов;

T_c - длительность входного сигнала.

На выходах процессоров ДПФ 11.1 и 11.2 формируется по N спектральных составляющих одного и того же группового сигнала, прошедшего через основной 3.1 и дополнительный 3.2 приемные каналы соответственно. Оценка значений спектральных составляющих проводится в цифровом виде в процессорах ДПФ 11.1 и 11.2 по формуле:

где - номер спектральной составляющей;

X_L(k), Y_L(k) - действительная и мнимая часть дискретного преобразования Фурье k-й спектральной составляющей.

Значения X_L(k) и Y_L(k) определяются по формулам:

Ввиду того, что на входе дополнительного приемного канала осуществляется ослабление всех сигналов на заданную величину, амплитуды спектральных составляющих на выходе основного приемного канала 3.1 будут отличаться от соответствующих амплитуд спектральных составляющих на выходе дополнительного приемного канала 3.2 (то есть значения Z₁(k) будут отличаться от Z₂(k)). Причем формулы (1)-(3) и зависимости на фиг.1 показывают, что отличие Z₁(k) от Z₂(k) для сигнала будет пропорционально величине ослабления W, а для интермодуляционных помех - величине W^P,

где P - порядок интермодуляционной помехи.

Кодированные значения спектральных составляющих Z₁(k) с выхода основного приемного канала 3.1 поступают на вторые входы многоканального цифрового компаратора 6 и многоканального блока «И» 7. В многоканальном умножителе 4 происходит умножение кодированных значений спектральных составляющих Z₂(k), поступающих с выхода дополнительного приемного канала 3.2, на величину максимального значения диапазона возможных изменений полезного сигнала при заданном значении ослабления на входе дополнительного канала W. Указанное значение (h) может быть определено экспериментально на этапе разработки устройства и записано в запоминающее устройство порогового уровня 5, подключенное к второму входу многоканального умножителя 4. Результаты умножения A(k)=h·Z₂(k) поступают на первые входы многоканального цифрового компаратора 6, где происходит их сравнение с соответствующими значениями Z₁(k). При выполнении условия Z₁(k)<A(k) на выходах Q(k)_A<B цифрового компаратора 6 будет формироваться сигнал логической «1», который будет поступать на первые входы многоканального блока "И" 7. При этом на выходах многоканального блока "И" 7, в соответствии с логикой данного элемента, значение кодов спектральных составляющих будет таким же, как и с выходов основного приемного канала - Z₁(k). В противном случае, то есть при попадании значений изменений спектральных составляющих в диапазон возможных изменений интермодуляционных помех, на выходе Q_A<B многоканального цифрового компаратора 6 будет формироваться сигнал логического «0», обращающего в «0» значения кодов данных составляющих на выходе многоканального блока "И" 7. Таким образом, в приемном устройстве с цифровой обработкой принимаемых сигналов осуществляет исключение из дальнейшей обработки составляющих спектра группового сигнала, обусловленных интермодуляционными помехами, и за счет этого улучшается его помехозащищенность.

В модели канала обнаружения с использованием дискретного преобразования Фурье одной спектральной составляющей (см. фиг.3) дополнительно включаемые устройства выделены серым цветом.

При работе данного канала были рассмотрены четыре возможных состояния:

s - на частоте гармоники присутствует полезный сигнал;

p1 - на частоте гармоники присутствует интермодуляционная помеха второго порядка;

р2 - на частоте гармоники присутствует интермодуляционная помеха третьего порядка;

n - на частоте гармоники отсутствуют и сигнал, и интермодуляционная помеха.

Решение о наличии или отсутствии сигнала принимается на выходе порогового устройства II в соответствии с решающим правилом:

где H - пороговый уровень, определяемый чувствительностью основного приемного канала;

Z_k - энергия гармоники сигнала на выходе ключевой схемы.

Исключение интермодуляционных помех осуществляется в ключевой схеме, моделирующей работу многоканального блока «И», по следующему решающему правилу:

где Z₁ - энергия гармоники сигнала на выходе штатного канала обнаружения.

В соответствии с алгоритмом обработки сигнала, решение о наличии (p=1) или отсутствии (p=0) интермодуляционных помех принимается на выходе порогового устройства I, моделирующего работу многоканального цифрового компаратора, в соответствии с решающим правилом:

где h - пороговый уровень, определяемый ослаблением сигнала на входе дополнительного приемного канала;

A=Z₂·h - произведение энергии гармоники сигнала на выходе дополнительного канала (Z₂) на пороговый уровень (h).

Энергии гармоник сигналов (интермодуляционных помех) Z₁ и Z₂ рассчитываются по формулам (4)-(6), а значения u_L(i) определяются расчетными соотношениями:

в штатном канале:

при состоянии s

при состоянии p1

при состоянии p2

при состояний n

в дополнительном канале:

при состоянии s

при состоянии p1

при состоянии p2

при состоянии n

где - среднегеометрическое значение амплитуды напряжения интермодулирующих сигналов на выходе линейных трактов приемника основного и дополнительного каналов;

- среднегеометрическое значение амплитуды напряжения интермодулирующих сигналов на выходе линейной части обнаружителя для интермодуляционной помехи 3-го порядка;

φ - случайная начальная фаза, распределенная равномерно на интервале [-π; π];

S, S', S” - крутизна, первая и вторая производные крутизны амплитудной характеристики высокочастотной части приемных каналов;

n₁(i), n₂(i) - отсчеты реализации гауссовского белого шума в основном и дополнительном каналах соответственно с нулевым математическим ожиданием и дисперсией ;

W₀ - чувствительность приемника.

Поскольку и полезный сигнал, и интермодуляционная помеха являются сигналами со случайной начальной фазой и аддитивно суммируются с действующими в обнаружителе шумами, то значения Z₁ и Z₂ будут, в общем случае, величинами случайными.

В этих условиях вероятность правильного обнаружения сигналов в представленной модели связана со значением порога Н следующим соотношением:

а вероятности ложной тревоги соотношениями:

для шума

для интермодуляционных помех 2-го порядка

для интермодуляционных помех 3-го порядка

где p_c(Z), р_п2(Z), р_п3(Z), р_ш(Z) - плотности вероятности случайной величины Z при состояниях s, p1, p2 и n соответственно.

При проведении расчетов в модели значения случайной начальной фазы φ задавались с использованием датчика случайных чисел, а значение порога H было выбрано таким образом, чтобы обеспечить типовое значение Р_лт1=10^-4 при априорном отсутствии интермодуляционных помех. Значения множителя ослабления W варьировались в пределах 0.5…0.25, что соответствует снижению чувствительности дополнительного канала на 3…6 дБ. Отношения полезный сигнал/шум (q₁) и интермодулирующая помеха/шум (q₂) варьировались в пределах q₁=q₂=3…20 дБ.

Приведенные зависимости от величины порога h вероятностей, определяемых по формулам (19)-(21), и вероятностей правильного обнаружения и ложной тревоги ( на выходе основного (стандартного) канала обнаружения с использованием ДПФ (см. фиг.4 и 5) показывают, что вероятности правильного обнаружения сигнала при состояниях s (Р_по1) обнаружителя и вероятность ложной тревоги при состояниях p1 (Р_лт2) и p2 (Р_лт3) существенно зависят от отношений полезный сигнал/шум (q₁), интермодулирующая помеха/шум (q₂) и ослабления сигналов на входе дополнительного квадратурного канала.

При малых значениях отношений полезный сигнал/шум и интермодулирующая помеха/шум q₁=q₂=0…3 дБ значения вероятностей правильного обнаружения сигнала (Р_по1) и ложной тревоги от интермодуляционной помехи (Р_лт2 и Р_лт3) практически не отличаются друг от друга и составляют 0…0,2.

При значениях отношений полезный сигнал/шум и интермодулирующая помеха/шум q₁=q₂=3…20 дБ за счет выбора порога h можно снизить вероятность ложной тревоги от интермодуляционной помехи второго порядка при сохранении возможностей канала по правильному обнаружению полезного сигнала на 10…80% при загрублении чувствительности дополнительного канала на 3 дБ и на 20…100% при загрублении чувствительности дополнительного канала на 6 дБ. При тех же значениях отношений полезный сигнал/шум и интермодулирующая помеха/шум при сохранении возможностей канала по правильному обнаружению полезного сигнала можно обеспечить снижение вероятности ложной тревоги от интермодуляционной помехи третьего порядка на 40…100% при загрублении чувствительности дополнительного канала на 3 дБ и на 20…100% при загрублении чувствительности дополнительного канала на 6 дБ.

Полученные результаты показывают, что при соответствующем снижении чувствительности дополнительного канала предложенный способ селекции ИМП может обеспечить снижение вероятности ложной тревоги, вызванной воздействием интермодуляционной помехи на 20…100% - для интермодуляционных помех второго порядка и на 40…100% - для интермодуляционных помех третьего порядка при сохранении характеристик правильного обнаружения полезного сигнала.

Таким образом, полученные результаты позволяют сделать вывод о потенциально высокой эффективности заявляемого устройства.