Результат интеллектуальной деятельности: ПРИЕМНИК СИГНАЛОВ СПУТНИКОВЫХ РАДИОНАВИГАЦИОННЫХ СИСТЕМ ГЛОНАСС И НАВСТАР

Предлагаемый приемник относится к спутниковой радионавигации и может быть использован на подвижных объектах, например для управления движением судов как надводных, так и воздушных в сложных метеоусловиях, для первичной обработки информации, получаемой от двух взаимно рассинхронизированных спутниковых радионавигационных систем ГЛОНАСС и Навстар.

Известны приемники сигналов спутниковых радионавигационных систем (авт. свид. СССР №1.246.402, патенты РФ №№2.110.140, 2.118.046, 2.231.218; патенты США №№5.887.246, 5.991.612; патент EP №0.035.050; Абросимов В.И. и др. Использование системы Навстар для определения угловой ориентации объектов. - Зарубежная радиоэлектроника, 1989, №1, с.49; Сетевые спутниковые радионавигационные системы. Под ред. B.C.Шебшаевича. - М., 1993; Мищенко И.Н., Романов Л.М. Новые разработки спутниковых радионавигационных систем. - Зарубежная радиоэлектроника, 1989, №1, с.68-82; Енедзава С., Танака Н. Связь на СВЧ. - М., 1991, изд. Связь, с.146-173 и другие).

Из известных приемников наиболее близким к предлагаемому является «Приемник сигналов спутниковых радионавигационных систем Навстар и ГЛОНАСС» (патент РФ №2.231.218, H04B, 1/06, 2002), который и выбран в качестве прототипа.

Указанный приемник содержит антенну, входной фидер, широкополосный фильтр-преселектор, первый малошумящий усилитель, первый полосовой фильтр, второй малошумящий усилитель, первый смеситель, синтезатор частот, опорный термостатированный генератор, второй полосовой фильтр, первый и второй усилители промежуточной частоты, блок комплексного преобразования частоты, блок автоматической регулировки, второй смеситель, третий полосовой фильтр, коррелятор, пороговый блок и ключ. Приемник обеспечивает подавление ложных сигналов (помех), принимаемых по зеркальному и комбинационных каналам. Это достигается тем, что напряжения синтезатора частоты разнесены на удвоенное значение промежуточной частоты

ω_Г2-ω_Г1=2ω_ПР

и выбраны симметричными относительно частоты ω_С основного канала

ω_С-ω_Г1=ω_Г2-ω_С=ω_ПР.

Это обстоятельство приводит к удвоению числа дополнительных каналов приема (фиг.2), но создает благоприятные условия для их подавления с помощью корреляционной обработки принимаемых сигналов.

Однако из-за различных дестабилизирующих факторов, в том числе и эффекта Допплера, несущая частота ω_С принимаемых сигналов с фазовой манипуляцией (ФМн) изменяется и симметрия частот ω_Г1 и ω_Г2 синтезатора частот относительно несущей частоты ω_С принимаемых ФМн-сигналов нарушается, что снижает избирательность и помехоустойчивость приемника.

Кроме того, на входе приемника наряду с полезными ФМн-сигналами поступают помехи и другие сигналы, что также снижает избирательность и помехоустойчивость приемника.

Технической задачей изобретения является повышение избирательности и помехоустойчивости приемника путем селекции фазоманипулированных сигналов и обеспечения симметричности частот ω_Г1 и ω_Г2 синтезатора частот относительно несущей частоты ω_С принимаемых фазоманипулированных сигналов.

Поставленная задача решается тем, что приемник сигналов спутниковых радионавигационных систем, содержащий в соответствии с ближайшим аналогом, последовательно включенные антенну, входной фидер, широкополосный фильтр-преселектор, первый малошумящий усилитель, первый полосовой фильтр и второй малошумящий усилитель, последовательно включенные первый смеситель, второй вход которого через синтезатор частот соединен с выходом опорного термостатированного генератора, второй полосовой фильтр, первый усилитель промежуточной частоты, первый ключ и блок комплексного преобразования сигнала, второй и третий входы которого соединены с вторым и третьим выходами синтезатора частот соответственно, последовательно включенные второй смеситель, второй вход которого соединен с четвертым выходом синтезатора частот, третий полосовой фильтр, второй усилитель промежуточной частоты, коррелятор, второй вход которого соединен с выходом первого усилителя промежуточной частоты, и первый пороговый блок, выход которого соединен с вторым входом первого ключа, выход которого через блок автоматической регулировки усиления подключен к вторым входам первого и второго малошумящих усилителей, первого и второго усилителей промежуточной частоты, отличается от ближайшего аналога тем, что он снабжен двумя анализаторами спектр, удвоителем фазы, двумя узкополосными фильтрами, блоком сравнения, вторым пороговым блоком, линией задержки, вторым ключом, перемножителем и фазовым детектором, причем к выходу второго малошумящего усилителя последовательно подключены удвоитель фазы, второй анализатор спектра, блок сравнения, второй вход которого через первый анализатор спектра соединен с выходом второго малошумящего усилителя, второй пороговый блок, второй вход которого через линию задержки соединен с его выходом, и второй ключ, второй вход которого соединен с выходом второго малошумящего усилителя, а выход подключен к первым входам первого и второго смесителей, к выходу удвоителя фазы последовательно подключены первый узкополосный фильтр и фазовый детектор, выход которого соединен с вторым входом синтезатора частот, к первому выходу синтезатора частот, к первому выходу синтезатора частот последовательно подключены перемножитель, второй вход которого соединен с четвертым выходом синтезатора частот, и второй узкополосный фильтр, выход которого соединен с вторым входом фазового детектора.

Структурная схема предлагаемого приемника представлена на фиг.1. Частотная диаграмма, поясняющая принцип образования дополнительных каналов приема, изображена на фиг.2.

Приемник сигналов спутниковых радионавигационных систем ГЛОНАСС и Навстар содержит последовательно включенные антенну, входной фидер 1, широкополосный фильтр-преселектор 2, первый малошумящий усилитель 3, первый полосовой фильтр 4, второй малошумящий усилитель 5, удвоитель 21 фазы, второй анализатор 22 спектра, блок 23 сравнения, второй вход которого через первый анализатор 20 спектра соединен с выходом второго малошумящего усилителя 5, второй пороговый блок 20, второй вход которого через линию задержки 25 соединен с его выходом, второй ключ 26, второй вход которого соединен с выходом второго малошумящего усилителя 5, первый смеситель 6, второй вход которого соединен с первым выходом синтезатора 7 частот, второй полосовой фильтр 9, первый усилитель 10 промежуточной частоты, первый ключ 18 и блок 11 комплексного преобразования сигнала. К выходу второго ключа 26 последовательно подключены второй смеситель 13, второй вход которого соединен с четвертым выходом синтезатора 7 частот, третий полосовой фильтр 14, второй усилитель 15 промежуточной частоты, коррелятор 16, второй вход которого соединен с выходом первого усилителя 10 промежуточной частоты, и первый пороговый блок 17, выход которого соединен с вторым входом первого ключа 18. Вторые входы первого малошумящего усилителя 3, второго малошумящего усилителя 5, первого 10 и второго 15 усилителей промежуточной частоты через блок 12 автоматической регулировки усиления соединен с выходом первого ключа 18. Второй и третий входы блока 11 комплексного преобразования сигнала соединен с вторым и третьим выходом синтезатора 7 частоты. К выходу удвоителя 21 фазы последовательно подключены первый узкополосный фильтр 27 и фазовый детектор 30, выход которого соединен с вторым входом синтезатора 7 частоты, к первому входу которого подключен опорный термостатированный генератор 8. К первому выходу синтезатора 7 частот последовательно подключены перемножитель 28, второй вход которого соединен с четвертым выходом синтезатора 7 частот, и второй узкополосный фильтр 29, выход которого соединен с вторым входом фазового детектора 30.

Анализаторы 20 и 22 спектра, удвоитель 21 фазы, блок 23 сравнения, второй пороговый блок 24, линия задержки 25 и второй ключ 26 образуют селектор 19 ФМн-сигналов.

Предлагаемый приемник работает следующим образом.

На вход антенны приемника поступают одновременно сигналы космических аппаратов двух спутниковых радионавигационных систем ГЛОНАСС и Навстар S_L, которые в двух диапазонах принимаемых частот L₁ и L₂ имеют вид:

S_jL₁(t)=P_j(t)Д_j(t)cos(ω_jL₁t+φ_jL₁),

S_jL₂(t)=P_j(t)Д_j(t)cos(ω_jL₂t+φ_jL₂),

где P_j(t) - псевдослучайная огибающая j-го HKA, j=1, 2, …, n;

Д_j(t) - навигационное сообщение j-го KA;

_ωjL₁, ω_jL₂ - несущие частоты в диапазонах L₁ и L₂ от j-го HKA;

φ_jL₁, φ_jL₂ - начальные фазы принимаемых сигналов.

Амплитудно-частотная характеристика приемного тракта определяется спектром частот принимаемых сигналов. Спектр сигналов навигационных космических аппаратов (HKA) системы Навстар при работе по коду общего применения С/А составляет (1574,42-1594,24) МГц, спектр сигналов HKA системы ГЛОНАСС при работе по коду С/А составляет (1602-1620) МГц.

Это означает, что общая полоса частот принимаемых сигналов равна

1574,42≤Δω≤1620 МГц,

то есть занимаемая полоса частот Δω составляет 50 МГц.

Принимаемые ФМн-сигналы с антенны поступают во входной фидер 1, который представляет собой четвертьволновый замкнутый на одной стороне отрезок коаксиальной линии и служит для согласования параметров антенны и входных цепей приемника, С выхода фидера 1 ФМн-сигналы поступают на вход широкополосного фильтра-преселектора 2, который служит для ограничения полосы частот принимаемых сигналов в диапазоне 1574,42-1621 МГц. Указанный фильтр, выполненный на микроволновых линиях, реализует эллиптический полосовой фильтр Кауэра 5-го порядка. Широкополосный фильтр-преселектор 2 обладает важным достоинством, а именно практически линейной фазовой характеристикой в полосе пропускания фильтра, что является большим преимуществом при работе со сложными фазоманипулированными сигналами, передаваемыми со спутников. Это приводит, например, к тому, что фильтр-преселектор 2 имеет одинаковое линейное время группового запаздывания τ в полосе пропускания, равное примерно 2,5 нс. Такая реализация приводит к тому, что нет необходимости использовать специальный калибратор для обеспечения одинакового времени группового запаздывания τ для всех сигналов, принимаемых от НКА.

С выхода фильтра-преселектора 2 сигнал поступает на вход малошумящего усилителя 3, выход которого соединен с входом полосового фильтра 4, выходной сигнал которого поступает на вход второго малошумящего усилителя 5.

Полосовой фильтр 4 предназначен для устранения дополнительных пульсаций в полосе заграждения широкополосного фильтра-преселектора 2, а также для развязки между малошумящими усилителями 3 и 5.

Основное усиление приемного тракта обеспечивается малошумящими усилителями 3 и 5, которые выполнены на основе арсенид-галлиевых транзисторов с барьером Шоттки. Параметры малошумящих усилителей 3 и 5 следующие: коэффициент усиления 35 дБ; диапазон принимаемых частот 1-8 ГГц при неравномерности амплитудно-частотной характеристики 1 дБ и коэффициент шума 1,1 дБ.

Принимаемый ФМн-сигнал

u_C(t)=U_Ccos[ω_Ct+φ_k(t)+φ_C], 0≤t≤T_C,

где φ_K(t)={0, π} - манипулируемая составляющая фазы, образующая закон фазовой манипуляции в соответствии с модулирующим кодом M(t), причем φ_k(t)=const при kτ_Э<t<(k+1)τ_Э и может изменяться скачком при t=kτ_Э, т.е. на границах между элементарными посылками (k=1, 2, …, N-1);

τ_Э, N - длительность и количество элементарных посылок, из которых составлен сигнал длительностью Т_С (Т_С=1/τ_Э), (N=1023),

с выхода второго малошумящего усилителя 5 поступает на входы первого анализатора 20 спектра и удвоителя 21 фазы. На выходе последнего образуется гармоническое напряжение

u₁(t)=U₁cos(2ω_Ct+2φ_C), 0≤t≤T_C,

где .

Так как 2φ_k(t)={0,2π}, то в указанном напряжении фазовая манипуляция уже отсутствует.

Ширина спектра Δf₂, второй гармоники сигнала определяется длительностью Т_С сигнала

Тогда как ширина спектра Δf_C ФМн-сигнала определяется длительностью его элементарных посылок

,

т.е. ширина спектра Δf_C второй гармоники спектра в N раз меньше ширины спектра входного сигнала

Δf_C/Δf₂=N.

Следовательно, при умножении фазы ФМн-сигнала на два его спектр сворачивается в N раз. Это обстоятельство позволяет обнаружить и отселектировать ФМн-сигнал даже тогда, когда его мощность на входе приемника меньше мощности шумов и помех.

Ширина спектра Δf_C входного ФМн-сигнала измеряется с помощью анализатора 20 спектра, а ширина спектра Δf₂, второй гармоники сигнала - с помощью анализатора 22 спектра.

Напряжения U_I и U_II, пропорциональные Δf_C и Δf₂ соответственно, с выходов анализаторов 20 и 22 спектров поступают на два входа блока 23 сравнения. Так как U_I>>U_II то на выходе блока 23 сравнения образуется положительное напряжение, которое превышает пороговый уровень U_пор1 в пороговом блоке 24. Пороговый уровень U_пор1 выбирается таким, чтобы его не превышали случайные помехи. При превышении порогового уровня U_пор1 в пороговом блоке 24 формируется постоянное напряжение, которое поступает на вход линии задержки 25 и на управляющий вход ключа 26, открывая его. В исходном состоянии колюч 26 всегда закрыт. При этом принимаемый ФМн-сигнал u_C(t) с выхода второго малошумящего усилителя 5 через открытый ключ 26 поступает на первые входы смесителей 6 и 13, на вторые входы которых подаются напряжения с первого и четвертого выходов синтезатора 7 частот:

u_Г1(t)=U_Г1cos(ω_Г1t+φ_Г1),

u_Г2(t)=U_Г2cos(ω_Г2t+φ_Г2).

Причем частоты этих напряжений разнесены на удвоенное значение промежуточной частоты

ω_Г2-ω_Г1=2ω_пр

и выбраны симметричными относительно частоты ω_С основного канала

ω_С-ω_Г1=ω_Г2-ω_С=ω_пр.

Это обстоятельство приводит к удвоению числа дополнительных каналов приема (фиг.2), но создает благоприятные условия для их подавления с помощью корреляционной обработки принимаемых сигналов.

На выходе смесителей 6 и 13 образуются напряжения комбинационных частот. Усилителями 10 и 15 выделяются напряжения промежуточной частоты

u_пр1(t)=U_пр1cos[ω_пр1t+φ_k(t)+φ_пр1],

u_пр2(t)=U_пр2cos[ω_пр2t+φ_k(t)+φ_пр2], 0≤t≤T_C;

;

где

;

ω_пр=ω_С-ω_Г1=ω_Г2-ω_С - промежуточная частота;

φ_пр1=φ_С-φ_Г1; φ_пр2=φ_Г2-φ_С.

Напряжения u_пр1(t) и u_пр2(t) с выходов усилителей 10 и 15 промежуточной частоты поступают на два входа коррелятора 16, на выходе которого образуется корреляционная функция R(τ). Последняя сравнивается с пороговым уровнем U_пор2 в пороговом блоке 17. Пороговое напряжение U_пор2 превышается только при максимальном значении корреляционной функции R_max(τ).

Так как напряжения u_пр1(t) и u_пр2(t) с выходов усилителей 10 и 15 промежуточной частоты образованы одним и тем же ФМн-сигналом, принимаемым по основному каналу на частоте ω_С (фиг.2), то между этими напряжениями существует сильная корреляционная связь, корреляционная функция достигает своего максимального значения R_max(τ), которое превышает пороговый уровень U_пор2. Следует отметить, что корреляционная функция ФМн-сигналов имеет замечательное свойство: высокий уровень главного лепестка и низкий уровень боковых лепестков. При превышении порогового уровня U_пop2 в пороговом блоке 17 формируется постоянное напряжение, которое поступает на управляющий вход ключа 18 и открывает его. В исходном состоянии ключ 18 всегда закрыт.

При этом выходное напряжение u_пр1(t) усилителя 10 промежуточной частоты через открытый ключ 18 поступает на вход блока 12 автоматической регулировки усиления и на информационный вход блока 11 комплексного преобразования сигналов, в котором реализована квадратурная обработка входной информации за счет подачи на управляющие входы данного узла прямоугольных импульсов со сдвигом на четверть периода, при этом на выходах J₁ и J₂ образуется синусная, а на выходах Q₁ и Q₂ - косинусная составляющие выходного информационного сигнала.

Для обеспечения постоянного коэффициента усиления в заданных пределах, используется блок 12 автоматической регулировки усиления, охватывающий малошумящие усилители 3 и 5, усилители 10 и 15 промежуточной частоты.

Для обеспечения симметричности несущей частоты ω_С принимаемых ФМн-сигналов относительно частот ω_Г1 и ω_Г2 синхронизатора 7 частот используется система фазовой автоподстройки частоты, состоящая из последовательно подключенных к выходу второго малошумящего усилителя 5 удвоителя 21 фазы, первого узкополосного фильтра 27 и фазового детектора 30, второй вход которого через последовательно включенные перемножитель 28 и второй узкополосный фильтр 29 соединен с первым и четвертым выходами синхронизатора 7 частот, а выход подключен к второму входу синтезатора 7 частот. Гармоническое напряжение u₁(t) с выхода удвоителя 21 фазы выделяется первым узкополосным фильтром 27 и поступает на первый вход фазового детектора 30.

Напряжения u_Г1(t) и u_Г2(t) с первого и четвертого выходов синтезатора 7 частот поступают на два входа перемножителя 28, на выходе которого образуется гармоническое напряжение

u_Г(t)=U_Гcos(ω_Гt+φ_Г),

где ;

ω_Г=ω_Г2-ω_Г1=2ω_пр,

φ_Г=φ_Г2-φ_Г1,

которое выделяется вторым узкополосным фильтром 29 и подается на второй вход фазового детектора 30.

Если указанные напряжения отличаются друг от друга по частоте или фазе, то на выходе фазового детектора 30 образуется управляющее напряжение. Причем амплитуда и полярность этого напряжения зависит от степени и направления отклонения несущей частоты ω_С принимаемого ФМн-сигнала относительно частот ω_Г1 и ω_Г2 синтезатора 7 частот. Управляющее напряжение воздействует на управляющий (второй) вход синтезатора 7 частот, изменяя частоты ω_Г1 и ω_Г2 так, чтобы сохранялась симметричность несущей частоты ω_С принимаемого ФМн-сигнала относительно частот ω_Г1 и ω_Г2 синтезатора 7 частот ω_С-ω_Г1=ω_Г2-ω_С=ω_пр, ω_Г2-ω_Г1=2ω_пр.

Время задержки τ_З линии задержки 25 выбирается таким, чтобы можно было обнаружить, отселектировать, зафиксировать и преобразовать принимаемый ФМн-сигнал. По истечении этого времени напряжение с выхода порогового блока 24 через линию задержки 25 поступает на управляющий вход порогового блока 24 и сбрасывает его содержание на нулевое значение. С этого времени селектор 19 ФМн-сигналов готов к приему очередного ФМн-сигнала от навигационных спутников систем ГЛОНАСС и Навстар.

Описанная выше работа приемника соответствует случаю приема ФМн-сигналов по основному каналу на частоте ω_С (фиг.2).

Если сложный сигнал (помеха) принимается по первому зеркальному каналу на частоте ω₃₁, то на выходе смесителей 6 и 13 образуются напряжения следующих частот:

ω₁₁=ω_Г1-ω₃₁=ω_пр,

ω₁₂=ω_Г2-ω₃₁=3ω_пр,

где первый индекс обозначает номер канала, по которому принимается ложный сигнал (помеха);

- второй индекс обозначает частоту синтезатора 7 частот, участвующую в преобразовании частоты ложного сигнала (помехи).

Однако только напряжение с частотой ω₁₁ попадает в полосу пропускания усилителя 10 промежуточной частоты. Выходное напряжение коррелятора 16 в этом случае равно нулю, ключ 18 не открывается и ложный сигнал (помеха), принимаемый по первому зеркальному каналу на частоте ω₃₁, подавляется.

Если ложный сигнал (помеха) принимается по второму зеркальному каналу на частоте ω₃₂, то на выходах смесителей 6 и 13 образуются напряжения следующих частот:

ω₂₂=ω₃₂-ω_Г2=ω_пр,

ω₂₁=ω₃₂-ω_Г1=3ω_пр.

Однако только напряжение с частотой ω₂₂ попадает в полосу пропускания усилителя 15 промежуточной частоты. Выходное напряжение коррелятора 16 также равно нулю, ключ 18 не открывается и ложный сигнал (помеха), принимаемый по по второму зеркальному каналу на частоте ω₃₂, подавляется.

По аналогичной причине подавляются и другие ложные сигналы (помехи), принимаемые по первому комбинационному каналу на частоте ω_k1, или по второму комбинационному каналу на частоте ω_k2, или по любому другому комбинационному каналу.

Если ложные сигналы (помехи) одновременно принимаются, например, по первому и второму зеркальным каналам на частотах ω₃₁ и ω₃₂, то на выходах смесителей 6 и 13 образуются напряжения следующих частот:

ω₁₁=ω_Г1-ω₃₁=ω_пр,

ω₁₂=ω_Г2-ω₃₁=3ω_пр,

ω₂₂=ω₃₂-ω_Г2=ω_пр,

ω₂₁=ω₃₂-ω_Г1=3ω_пр.

При этом напряжения с частотами ω₁₁ и ω₂₂ попадают в полосу пропускания усилителей 10 и 15 промежуточной частоты соответственно. Однако ключ 18 в этом случае также не открывается. Это объясняется тем, что ложные сигналы (помехи) принимаются на разных частотах ω₃₁ и ω₃₂ и между ними существует слабая корреляционная связь. Корреляционная функция R(τ) не достигает максимального значения и не превышает пороговый уровень U_пор2 в пороговом блоке 17, ключ 18 не открывается и ложные сигналы (помехи), принимаемые одновременно по первому и второму зеркальным каналам на частота ω₃₁ и ω₃₂, подавляются.

По аналогичной причине подавляются и ложные сигналы (помехи), принимаемые одновременно по двум или более другим каналам.

В приемнике достигнуты следующие преимущества:

а) обеспечение возможностей приема и обработки сигналов двух спутниковых радионавигационных систем ГЛОНАСС и Навстар с помощью одного приемного тракта, а значит, достигнуто существенное упрощение приемной аппаратуры;

б) реализация приемника может быть осуществлена с помощью одного преобразования на промежуточную частоту в двух каналах с целью дальнейшей цифровой обработки сигналов, поступивших с КА спутниковых радионавигационных систем, и тем самым обеспечивает высокую надежность и точность работы схемы;

в) приемник обеспечивает более высокую точность воспроизведения входной информации за счет применения фильтров с эллиптической апроксимацией, что реализует линейную фазочастотную характеристику и как следствие одинаковое и минимальное время групповой задержки для всех принимаемых сигналов;

д) приемник обеспечивает повышение избирательности и помехоустойчивости приема сигналов спутниковых радионавигационных систем ГЛОНАСС и Навстар путем подавления ложных сигналов (помех), принимаемых по зеркальному и комбинационным каналам. Это достигается за счет корреляционной обработки принимаемых сигналов и использования замечательного свойства корреляционной функции ФМн-сигналов, которая имеет весьма высокий уровень главного лепестка и низкий уровень боковых лепестков.

Таким образом, предлагаемый приемник по сравнению с прототипом и другими техническими решениями аналогичного назначения обеспечивает повышение избирательности и помехоустойчивости приема сигналов спутниковых радионавигационных систем ГЛОНАСС и Навстар. Это достигается за счет обнаружения и селекции ФМн-сигналов среди шумов, помех и других сигналов, а также обеспечения симметричности частот ω_Г1 и ω_Г2 синтезатора частот относительно несущей частоты ω_С принимаемых ФМн-сигналов, которая нарушается из-за различных дестабилизирующих факторов, а том числе и эффекта Допплера. При этом обнаружение и селекция ФМн-сигналов основаны на свертке спектра указанных сигналов за счет удвоения их фазы. А симметричность несущей частоты ω_С принимаемых ФМн-сигналов относительно частот ω_Г1, и ω_Г2 синтезатора частот достигается использованием системы автоматической подстройки частоты.