Результат интеллектуальной деятельности: ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных и СВЧ-сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (ИУ) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа транзисторов, образующих операционный усилитель СВЧ-диапазона [1, 2]. В этой связи достаточно актуальной является задача построения СВЧ избирательных усилителей ИУ на трех-четырех транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью резонансной характеристики Q=2÷10 и f₀=1÷5 ГГц.

Известны схемы усилителей, интегрированных в архитектуру RC-фильтров на основе 3-5 транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f_в-f_н [3-10]. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f_н определяется корректирующим конденсатором.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является усилитель, представленный в патенте US 4.600.893. Он содержит источник входного напряжения 1, входной транзистор 2, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, выходной транзистор 5, база которого подключена к источнику вспомогательного напряжения 6, эмиттер через второй 7 токостабилизирующий двухполюсник связан со второй 8 шиной источника питания, а коллектор подключен к выходу устройства 9 и через резистор нагрузки 10 соединен с первой 4 шиной источника питания.

Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что оно не обеспечивает высокую добротность амплитудно-частотной характеристики и коэффициент усиления по напряжению К₀>1 на частоте квазирезонанса (f₀).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ усилителя и его коэффициента усиления по напряжению на частоте квазирезонанса f₀. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство СВЧ-диапазона с f₀=1÷5 ГГц.

Поставленная задача решается тем, что в усилителе фиг.1, содержащем источник входного напряжения 1, входной транзистор 2, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, выходной транзистор 5, база которого подключена к источнику вспомогательного напряжения 6, эмиттер через второй 7 токостабилизирующий двухполюсник связан со второй 8 шиной источника питания, а коллектор подключен к выходу устройства 9 и через резистор нагрузки 10 соединен с первой 4 шиной источника питания, предусмотрены новые элементы и связи - база входного транзистора 2 соединена с источником дополнительного напряжения 11, коллектор входного транзистора 2 соединен со входом дополнительного токового зеркала 12, коллекторный выход которого подключен к источнику дополнительного напряжения 13, а эмиттерный выход 14 через частотозадающий резистор 15 связан с эмиттером выходного транзистора 5 и через первый 16 корректирующий конденсатор соединен с источником входного напряжения 1, причем между коллектором выходного 5 и эмиттером входного 2 транзисторов включены последовательно соединенные второй 17 корректирующий конденсатор и второй 18 частотозадающий резистор.

Схема усилителя-прототипа показана на фиг.1. На фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с формулой изобретения.

На фиг.3 приведена схема ИУ фиг.2 с буферным усилителем 19 на транзисторе Q1 в среде Cadence и корректирующим конденсатором С7 (21).

На фиг.4 показаны логарифмические амплитудно-частотная (ЛАЧХ) и фазочастотная характеристики ИУ фиг.3 в диапазоне частот от 1 кГц до 100 ГГц, а на фиг.5 - в диапазоне частот от 100 МГц до 10 ГГц.

На фиг.6 приведена схема ИУ без выходного буферного усилителя 19.

На фиг.7 показан статический режим ИУ фиг.6.

На фиг.8 показаны логарифмические амплитудно-частотная (АЧХ) и фазочастотная (ФЧХ) характеристики ИУ фиг.6, в диапазоне частот от 1 кГц до 100 ГГц.

На фиг.9 приведено сравнение ЛАЧХ ИУ с коррекцией (фиг.3) и без коррекции (фиг.6) конденсатором 21 (С7) в диапазоне частот от 100 МГц до 100 ГГц.

Избирательный усилитель фиг.2 содержит источник входного напряжения 1, входной транзистор 2, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, выходной транзистор 5, база которого подключена к источнику вспомогательного напряжения 6, эмиттер через второй 7 токостабилизирующий двухполюсник связан со второй 8 шиной источника питания, а коллектор подключен к выходу устройства 9 и через резистор нагрузки 10 соединен с первой 4 шиной источника питания. База входного транзистора 2 соединена с источником дополнительного напряжения 11, коллектор входного транзистора 2 соединен со входом дополнительного токового зеркала 12, коллекторный выход которого подключен к источнику дополнительного напряжения 13, а эмиттерный выход 14 через частотозадающий резистор 15 связан с эмиттером выходного транзистора 5 и через первый 16 корректирующий конденсатор соединен с источником входного напряжения 1, причем между коллектором выходного 5 и эмиттером входного 2 транзисторов включены последовательно соединенные второй 17 корректирующий конденсатор и второй 18 частотозадающий резистор. Токовое зеркало 12 реализуется по традиционным схемам (например, фиг.3).

Рассмотрим работу ИУ фиг.2.

Источник входного сигнала 1 посредством входной дифференцирующей цепи, образованной конденсатором 16 и резистором 15, изменяет эмиттерный ток транзистора 5. Преобразование этого тока в коллекторный ток обеспечивает в силу интегрирующей цепи нагрузки транзистора 5, образованной резисторами 10, 18 и конденсатором 17, в выходное напряжение ИУ (Вых.u). Именно поэтому характер частотной зависимости схемы соответствует полосно-пропускающему фильтру, частота полюса которого совпадает с частотой квазирезонанса (f₀) ИУ. Преобразование части выходного напряжения ИУ через RC-цепь, образованную последовательным соединением конденсатора 17 и резистора 18 в эмиттерный ток транзистора 2, обеспечивает реализацию контура регенеративной обратной связи, которая в области нижних частот f<f₀ имеет реактивный характер. Коллекторный ток транзистора 2 посредством токового зеркала 12 обеспечивает масштабное преобразование этого тока и в силу структуры входной цепи ИУ (конденсатор 16, резисторы 15 и 7) обеспечивает его интегрирующее преобразование в напряжение, часть которого масштабно (резисторы 15 и 7) преобразуется в эмиттерный ток транзистора 5. Таким образом, характер АЧХ и ФЧХ контура обратной связи совпадает с аналогичными зависимостями ИУ, и поэтому действие обратной связи направлено на увеличение добротности Q и коэффициента усиления К₀ схемы при сохранении частоты квазирезонанса f₀. Глубина вещественной обратной связи (f=f₀) непосредственно определяется указанным выше масштабированием токов и, следовательно, зависит от коэффициента передачи токового зеркала 12.

Для увеличения асимптотического затухания ИУ в области верхних частот (f>>f₀) к его выходу можно подключить буферный усилитель 19 с шунтируемой емкостью 21.

Комплексный коэффициент передачи по напряжению K_у(jf) избирательного усилителя фиг.2 определяется соотношением, которое можно получить с помощью методов анализа электронных схем:

где f - частота сигнала;

f₀ - частота квазирезонанса;

,

τ₁=C₁₆(R₁₅+h_11.5),

где K_i13 - коэффициент передачи по току токового зеркала 12;

α₁ - коэффициент передачи эмиттерного тока i-го транзистора.

Важной особенностью схемы фиг.2 является возможность реализации ИУ с различными потребительскими свойствами. Так при выборе условия

а также за счет выбора структуры токового зеркала 12 (как видно из соотношения (3)) можно получить

Такой ИУ характеризуется низкой параметрической чувствительностью основных параметров:

, ,

Однако при высокой добротности (Q>>1) это сопровождается уменьшением динамичного диапазона схемы.

С другой стороны, как следует из (3), при реализации условия τ₁=τ₂ можно получить

Следовательно, за счет выбора значения коэффициента передачи по току K_i13 токового зеркала 12 можно реализовать требуемое значение добротности Q и его коэффициента усиления К₀ (4). При этом, как это следует из (2), значение частоты квазирезонанса f₀ и ее параметрическая чувствительность не изменяются.

Данные теоретические выводы подтверждают графики фиг.4, фиг.5, фиг.8, фиг.9.

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления на частоте квазирезонанса f₀ и повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства.

Источники информации

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz \ N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy \\ Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 / - Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей \ Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К.Schmalz, С.Scheytt \\ Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Операционный усилитель 1427УД1 (NE5517) // Справочник: операционные усилители и компараторы (Авербух В.Д. и др.). - М.: Изд-во «Додэка-XXI», 2001. - стр.225.

4. Операционный усилитель СФ3078 // Справочник: операционные усилители и компараторы (Авербух В.Д. и др.). - М.: Изд-во «Додэка-XXI», 2001. - стр.106.

5. Шкритек П. Справочное руководство по звуковой схемотехнике. - М.: Мир, 1991. - Операционный усилитель LM13600, рис.8.2.1,

6. Патент US 5.371.476.

7. Патент US 3.982.197.

8. Патент US 4.799.026.

9. Патент US 6.750.714.

10. Патент US 4.241.315 fig.4.