Результат интеллектуальной деятельности: ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах ВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (ИУ) (RC-фильтров) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима большого числа транзисторов, образующих универсальный по областям применения операционный усилитель [1, 2]. В этой связи актуальной является задача построения низковольтных ВЧ избирательных усилителей, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью резонансной характеристики Q=2÷10 и f₀=10⁶÷10⁹ Гц при малом токопотреблении.

Известны схемы избирательных усилителей (ИУ) на основе так называемого «перегнутого» каскада, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению (АЧХ) в заданном диапазоне частот Δf=f_в-f_н [3-12]. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f_н определяется входным корректирующим конденсатором.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель фиг.1, представленный в структуре схемы усилителя по патенту US 5734296, fig.5. Он содержит источник сигнала 1, входной транзистор 2, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, а коллектор соединен с эмиттером первого 5 выходного транзистора и через второй 6 токостабилизирующий двухполюсник соединен со второй 7 шиной источника питания, второй 8 выходной транзистор, база которого соединена с базой и коллектором первого 5 выходного транзистора и через третий 9 токостабилизирующий двухполюсник связана с первой 4 шиной источника питания, четвертый 10 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером второго 8 выходного транзистора и второй 7 шиной источника питания, пятый 11 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между коллектором второго 8 выходного транзистора, связанный с выходом устройства 12 и первой 4 шиной источника питания, первый 13 корректирующий конденсатор, шунтирующий выход устройства 12.

Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что он не обеспечивает высокую добротность амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и коэффициент усиления по напряжению К₀>1 на частоте квазирезонанса (f₀=1 мГц÷5 ГГц).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ усилителя Q и его коэффициента усиления по напряжению К₀ на частоте квазирезонанса f₀. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство ВЧ диапазона с f₀=1 мГц ÷ 5 ГГц.

Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1, содержащем источник сигнала 1, входной транзистор 2, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, а коллектор соединен с эмиттером первого 5 выходного транзистора и через второй 6 токостабилизирующий двухполюсник соединен со второй 7 шиной источника питания, второй 8 выходной транзистор, база которого соединена с базой и коллектором первого 5 выходного транзистора и через третий 9 токостабилизирующий двухполюсник связана с первой 4 шиной источника питания, четвертый 10 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером второго 8 выходного транзистора и второй 7 шиной источника питания, пятый 11 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между коллектором второго 8 выходного транзистора, связанный с выходом устройства 12 и первой 4 шиной источника питания, первый 13 корректирующий конденсатор, шунтирующий выход устройства 12, предусмотрены новые элементы и связи - источник сигнала 1 соединен с эмиттером входного транзистора 2 через дополнительный корректирующий конденсатор 14, база входного транзистора 2 соединена с выходом устройства 12, который зашунтирован первым 15 дополнительным резистором.

Кроме этого в соответствии с п.2 формулы изобретения в избирательном усилителе фиг.3 последовательно с дополнительным корректирующим конденсатором 14 включен второй 16 дополнительный резистор.

Схема усилителя-прототипа показана на фиг.1. На фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 формулы изобретения.

На фиг.3 показана схема ИУ в соответствии с п.2 формулы изобретения.

На фиг.4 приведена схема заявляемого ИУ фиг.3 в среде PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар».

На фиг.5 показана логарифмическая амплитудно-частотная характеристика усиления по напряжению схемы фиг.4 в крупном, а на фиг.6 - в более мелком масштабах.

Избирательный усилитель фиг.2 содержит источник сигнала 1, входной транзистор 2, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, а коллектор соединен с эмиттером первого 5 выходного транзистора и через второй 6 токостабилизирующий двухполюсник соединен со второй 7 шиной источника питания, второй 8 выходной транзистор, база которого соединена с базой и коллектором первого 5 выходного транзистора и через третий 9 токостабилизирующий двухполюсник связана с первой 4 шиной источника питания, четвертый 10 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером второго 8 выходного транзистора и второй 7 шиной источника питания, пятый 11 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между коллектором второго 8 выходного транзистора, связанный с выходом устройства 12 и первой 4 шиной источника питания, первый 13 корректирующий конденсатор, шунтирующий выход устройства 12. Источник сигнала 1 соединен с эмиттером входного транзистора 2 через дополнительный корректирующий конденсатор 14, база входного транзистора 2 соединена с выходом устройства 12, который зашунтирован первым 15 дополнительным резистором.

На фиг.3, в соответствии с п.2 формулы изобретения, последовательно с дополнительным корректирующим конденсатором 14 включен второй 16 дополнительный резистор.

Рассмотрим работу ИУ фиг.2.

Источник сигнала u_вх (1) через разделительный конденсатор 14, выполняющий совместно с входным сопротивлением транзистора 2 функцию дифференцирующей цепи, изменяет эмиттерный ток входного транзистора 2, что приводит к изменению его коллекторного тока и входного тока токового зеркала, образованного транзисторами 5 и 8. Именно по этой причине масштабное преобразование этого тока в выходной (коллекторный) ток транзистора 8 в силу интегрирующих свойств нагрузки ИУ, образованной параллельным подключением конденсатора 13 и резисторов 11 и 15, обеспечивает реализацию на выходе ИУ (Вых.12) частотных характеристик полосно-пропускающего типа (АЧХ и ФЧХ). Зависимость этого тока от тока эмиттера транзистора 2 обеспечивает независимость частоты квазирезонанса ИУ (f₀) от коэффициента передачи по току указанного токового зеркала. Передача выходного напряжения ИУ в базовую цепь входного транзистора 2 в силу емкостного характера его эмиттерной цепи, образованной конденсатором 14 и токостабилизирующим двухполюсником 3, приводит к дифференциальному изменению его коллекторного тока, который является входным током токового зеркала на транзисторах 5 и 8. Таким образом, идентичность преобразования входного (u_вх) и выходного напряжений ИУ в ток эмиттера транзистора 8 создает контур обратной связи, который в области низких частот (f<<f₀) и в области верхних частот (f>>f₀) ИУ является реактивным. На частоте квазирезонанса f₀ эта обратная связь в силу полосно-пропускающей характеристики ИУ является вещественной и направлена на увеличение его добротности Q и коэффициента усиления К₀ без изменения частоты квазирезонанса f₀. В силу указанных свойств введенного контура обратной связи его глубина, зависящая от коэффициента передачи по току каскада на транзисторах 5 и 8, определяет основные параметры ИУ - Q и К₀.

Покажем аналитически, что более высокие значения Q и K₀ в диапазоне высоких частот реализуются в схеме фиг.2

Действительно, в результате анализа можно найти, что комплексный коэффициент передачи по напряжению ИУ фиг.2 определяется по формуле:

τ₁=C₁₄h_11.2;

на частоте f₀,

где α_i, h_11.i - коэффициент передачи эмиттерного тока и дифференциальное входное сопротивление i-го транзистора с общей базой; K_i - коэффициент передачи по току каскада на транзисторах 5 и 8.

Приведенные соотношения справедливы при выполнении неравенств R₆>>h_11.5, R₁₀>>h_11.8.

Таким образом, численное значение K_i при любом соотношении постоянных времени τ₁ и τ₂ позволяет реализовать необходимые значения Q (3) и K₀ (4) при постоянном (неизменном) значении частоты квазирезонанса (2).

Отличительной особенностью настоящей схемы является возможность настройки частоты квазирезонанса f₀ режимным током 13 двухполюсника 3. Действительно

Поэтому, как следует из (2), изменения I₃ позволяют установить требуемое значение f₀. Что касается Q и K₀, то в этом случае сопротивление резистора 15 обеспечивает дополнительную параметрическую степень свободы для этих параметров. Аналогичные функции выполняют и сопротивления R₆ и R₁₀, действие которых направлено на изменение коэффициента передачи по току каскада на транзисторах 5 и 8:

Если, например, K_i=3, то для обеспечения симметрии число параллельно включенных транзисторов 8 должно быть равно 3.

Таким образом, совокупность указанных выше свойств принципиальной схемы ИУ фиг.2 обеспечивает реализацию высокой добротности (3) и коэффициента усиления (4) в области частот без изменения f₀ и ее стабильности, которая согласно (2) определяется, в основном, пассивными элементами.

Введение новых элементов и связей между ними в соответствии с п.1 формулы изобретения обеспечивает расширение диапазона изменения выходного напряжения ИУ U_вых как минимум на U_эб.5=0,6÷10,7 В. При малых напряжениях питания , это весьма существенное достоинство схемы фиг.2.

Для уменьшения режимной зависимости частоты квазирезонанса можно использовать модификацию схемы, показанную на фиг.3. Здесь:

Поэтому, как это следует из (2), частота квазирезонанса f₀ при выполнении условия R₁₆>>h_11.2 будет определяться только пассивными RC-элементами. В этом случае возможно выполнение параметрического условия τ₁=τ₂, обеспечивающего максимизацию динамического диапазона ИУ. При этом для K_i=3:

где

Таким образом, f₀, Q, K₀ практически не зависят от малосигнальных параметров транзисторов.

Реализация ИУ в соответствии с п.2 формулы изобретения (фиг.3) позволяет обеспечить необходимые условия по стабильности статического режима ИУ, при этом численные значения дополнительного резистора 15 лежат в пределах сотен Ом.

Данные теоретические выводы подтверждают графики фиг.5, фиг.6.

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления К₀ на частоте квазирезонанса f₀ и повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz \ N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy \\ Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 / - Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008, pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей \ Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К.Schmalz, С.Scheytt \\ Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Патент US 4.644.295.

4. Патент US 6.456.162, fig.2.

5. Патент US 6.501.333.

6. Патент US 6.542.030.

7. Патент US 5.420.540.

8. Патент US 4.293.824, fig.3.

9. Патент US 5.734.296, fig.5.

10. Патент US 6.717.466.

11. Патент US 5.422.600.

12. Патент UK 2.035.003, НЗТ.