Результат интеллектуальной деятельности: ПРИЕМНИК РАДИОИМПУЛЬСНОГО СИГНАЛА

Изобретение относится к области радиотехники, в частности к средствам радиосвязи, радиотелеметрии, радиолокации, и может использоваться в системах передачи информации и радиолокации.

Известно большое многообразие структурных схем приемников радиоимпульсных сигналов, например, [Давыдов Ю.Т., Данич Ю.С., Жуковский А.П. и др. Радиоприемные устройства. Под ред. профессора А.П. Жуковского. - М., «Высшая школа», 1989. 342 с., С. 234-238, рис. 12.1-12.9], а также [Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Радио и связь, 1985. 384 с., С. 16, рис. 1.7,б].

Из известных устройств наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату к заявляемому (прототипом) является оптимальный приемник одиночного сигнала [Васин В.В., Степанов Б.М. Справочник-задачник по радиолокации. М.: Советское радио, 1977. 320 с., С. 124, рис. 4.4].

Известный приемник-прототип содержит согласованный фильтр, вход которого является входом приемника, а выход фильтра связан через детектор с первым входом порогового устройства, второй вход которого является пороговым, а выход является выходом приемника.

Известный приемник является амплитудным обнаружителем радиоимпульсного сигнала. В качестве такого сигнала в различных технических применениях в радиолокации, радиотелеметриии и радиосвязи наиболее часто используется простой (без внутриимпульсной модуляции или манипуляции) радиоимпульс с прямоугольной огибающей. Поэтому далее рассматривается работа приемника именно с указанным сигналом.

Согласованный фильтр максимизирует отношение сигнал-шум на выходе. Детектор выделяют огибающую сигнала. Пороговое устройство принимает решение по максимальному значению выходного сигнала детектора.

К недостаткам известного приемника относится низкая помехоустойчивость в условиях действия шумов и помех. Это связано с тем, что простой радиоимпульс имеет базу, равную единице, и ограниченные возможности накопления в силу того, что всегда стремятся к уменьшению длительности импульса для улучшения разрешающей способности по дальности в радиолокации или увеличению скорости передачи информации в телеметрии и радиосвязи. Кроме того, из-за отсутствия внутриимпульсной модуляции простой радиоимпульс оказывается хорошо коррелированным с большинством видов помех, которые поэтому накапливаются в согласованном фильтре (СФ) так же, как и полезный сигнал. При этом реальные условия работы радиоэлектронных систем часто происходят в сложной электромагнитной обстановке с высокими уровнями шумов и помех при относительно слабом полезном сигнале в силу различных причин.

Поэтому снижение уровня шумов и помех при сохранении уровня полезного сигнала на выходе приемника остается актуальным.

Задача, на решение которой направлено заявляемое изобретение, состоит в организации структуры и взаимосвязи элементов схемы обработки, обеспечивающей ортогонализацию шумов и помех и их взаимную частичную или полную компенсацию, приводящей к повышению помехоустойчивости приемника.

Техническим результатом изобретения является снижение относительного уровня шумов и помех при сохранении амплитуды полезного сигнала.

Технический результат достигается тем, что в известный приемник радиоимпульсного сигнала, содержащий первый согласованный фильтр, вход которого является входом приемника, первый детектор, пороговое устройство, первый вход которого является пороговым, а выход является выходом приемника, дополнительно введены последовательно соединенные второй согласованный фильтр, вход которого объединен со входом первого согласованного фильтра, и усилитель, сумматор и блок вычитания, соединенные объединенными первыми входами с выходом первого согласованного фильтра, а объединенными вторыми входами с выходом усилителя, второй детектор и блок пересечения, при этом выход блока вычитания соединен через первый детектор с первым входом блока пересечения, а выход сумматора соединен через второй детектор со вторым входом блока пересечения, выход которого соединен со вторым входом порогового устройства.

Одна половина импульсной характеристики второго согласованного фильтра противофазна соответствующей половине импульсной характеристики первого согласованного фильтра, а вторая половина синфазна второй половине импульсной характеристики первого согласованного фильтра, а значение коэффициента усиления К усилителя определяется из соотношения

где А_СФ1 и А_СФ2 - значения амплитуд импульсных характеристик первого и второго согласованных фильтров соответственно, τ_и - длительность радиоимпульса, ƒ - частота заполнения радиоимпульса, n - число, выбираемое из интервала 1≤n≤3.

Предлагаемое изобретение поясняется фигурами графического материала. На фиг. 1 представлена структурная схема заявляемого приемника. На фиг. 1 показаны: 1, 2 - первый и второй согласованные фильтры; 3 - усилитель; 4 - сумматор; 5 - блок вычитания; 6, 7 - первый и второй детекторы; 8 - блок пересечения; 9 - пороговое устройство.

На фиг. 2-8 изображены полученные в результате моделирования эпюры напряжений в различных точках схемы и для различных случаев, иллюстрирующие процесс и результаты обработки сигналов.

Сущность заявляемого изобретения состоит в следующем.

Введение второго согласованного фильтра параллельно первому и организация импульсной характеристики (ИХ) второго фильтра в виде двух половин, одна из которых противофазна соответствующей половине ИХ первого согласованного фильтра, а другая половина синфазна соответствующей половине ИХ первого фильтра, дает возможность получить на выходе второго СФ взаимокорреляционную функцию (ВКФ) с нулевым значением в области, где у автокорреляционной функции (АКФ) на выходе первого СФ имеет место максимум. Причем одна половина ВКФ противофазна соответствующей половине АКФ, а другая синфазна. Это является основой компенсации частей АКФ, прилегающих к максимуму, а также существенного уменьшения шумов и помех при сохранении амплитуды полезного сигнала.

Введение усилителя после второго СФ и установка коэффициента усиления K этого усилителя в соответствии с соотношением (1) выравнивает значения «лепестков» ВКФ и АКФ слева и справа от максимума АКФ, что позволяет в результате последующей обработки оставить в центральной части АКФ, в области максимума, примерно n периодов напряжения высокочастотного заполнения выходного сигнала. При этом остальные 2⋅(τ_иƒ-n) периодов слева и справа от максимума АКФ компенсируются.

Введение сумматора, блока вычитания и второго детектора и соответствующее их подключение, как указано в формуле изобретения, реализуют суммарно-разностную обработку и обеспечивают после детектирования формирование из выходных сигналов согласованных фильтров на двух входах блока пересечения сигналы с максимальным количеством взаимно противофазных пиков АКФ и ВКФ, шумов и помех.

Введение второго детектора обеспечивает наряду с первым исключение отрицательных пиков компенсируемых лепестков АКФ и уменьшение шумов и помех.

Введение блока пересечения обеспечивает реализацию взаимной компенсации пиков АКФ, ВКФ, шумов и помех за счет использования свойства выбора меньшего из сопоставляемых входных значений, присущего процедуре пересечения [Гордиенко В.И., Дубровский С.Е., Рюмшин Р.И., Фенев Д.В. Универсальный многофункциональный структурный элемент систем обработки информации / Радиоэлектроника. Изв. ВУЗов. №3. 1998. С. 13-17].

Работоспособность и эффективность заявляемого приемника поясняется путем имитационного моделирования работы структурной схемы фиг. 1, которое проведено на частоте ƒ₀, равной 8 МГц при частоте дискретизации 96 МГц для входного сигнала в виде прямоугольного радиоимпульса.

Вид входного сигнала и импульсных характеристик СФ показан на фиг. 2, где эпюра 10 обозначает входной радиоимпульс u_c(t) длительностью τ_и≈2,6 мкс единичной амплитуды. Эпюра 11 представляет собой импульсную характеристику первого СФ h₁(t), согласованную с сигналом u_c(t). Эпюра 12 представляет собой импульсную характеристику второго СФ h₂(t). Как следует из фиг. 2, первая половина ИХ второго СФ противофазна первой половине ИХ первого СФ, а вторая половина h₂(t) синфазна второй половине h₁(t). При этом амплитуды импульсных характеристик первого и второго СФ приняты единичными: А_СФ1=А_СФ2=1.

На практике, при реализации СФ, они могут быть не одинаковыми, что и учитывается введением усилителя с коэффициентом усиления K, устанавливаемого в соответствии с (1).

Работу схемы подробно рассмотрим на примере обработки сигнала, представляющего радиоимпульс u_c(t). Процесс обработки представлен на фиг. 3.

Сигнал u_c(t) (эпюра 13) одновременно поступает на вход СФ 1 и 2 СФ 2, которые могут быть построены по известной схеме фильтра одиночного радиоимпульса с прямоугольной огибающей на электроакустических поверхностных волнах [Каринский С.С. Устройства обработки сигналов на ультразвуковых поверхностных волнах. М.: Советское радио, 1975. 176 с., С. 73-74, рис. 3.1]. При этом для получения ИХ СФ 2 поворот фазы, где это необходимо, достигается простым изменением полярности подключения отводов встречно штыревой структуры к суммирующей шине.

Поскольку ИХ СФ 1 согласована с сигналом u_c(t), на его выходе имеет место АКФ u_СФ1(t) (эпюра 14) с максимумом в момент окончания входного сигнала.

В то же время на выходе СФ 2, в силу указанной рассогласованности его ИХ с u₁(t) (фиг. 2, эпюра 12), будет ВКФ u_СФ2(t) (фиг. 3, эпюра 15) с нулевым значением в момент окончания входного сигнала (или в центре в максимуме АКФ), что весьма важно для организации последующей суммарно-разностной обработки.

Таким образом, эпюра 15 представляет собой сигнал на выходе усилителя 3 в виде произведения постоянного коэффициента усиления усилителя K, рассчитанного в соответствии с (1), на ВКФ: u₃(t)=Кu_СФ2(t).

В модели для принятых частотно-временных параметров сигнала и единичных амплитуд ИХ коэффициент усиления К=20. При этом использован предельный случай для n=1.

Усилитель 3 может быть выполнен, например, по схеме усилителя радиочастоты на полевом транзисторе, приведенной в [Давыдов Ю.Т., Данич Ю.С., Жуковский А.П. и др. Радиоприемные устройства. Под ред. профессора А.П. Жуковского М.: Высшая школа, 1989. 342 с., С. 40, рис. 3.13].

Следует обратить внимание на форму ВКФ (эпюра 15), представляющую собой два ромбовидных лепестка, симметрично расположенных относительно нуля ВКФ (или максимума АКФ). Причем наклоны огибающих лепестков ВКФ и огибающей АКФ (тоже ромбовидной) отличаются за счет выбора K, что позволяет исключать лепестки АКФ вблизи максимума.

Различаются и фазы боковых пиков АКФ и пиков ВКФ, что также важно. Слева от основного пика АКФ они противофазны, а справа синфазны. Принятый при моделировании масштаб и различия в амплитудах АКФ и ВКФ из-за значения коэффициента К=20 не позволяют это обнаружить на эпюрах.

Далее сигнал АКФ с выхода СФ 1 u_СФ1(t) поступает на первый вход сумматора 4, а сигнал ВКФ u_СФ2(t), усилившись в усилителе 3, - на второй вход сумматора 4. Сумматор когерентно суммирует мгновенные значения АКФ и ВКФ, и на его выходе будет когерентная сумма: u₄(t)=u_СФ1(t)-Кu_СФ2(t) (эпюра 16).

Одновременно сигнал u_СФ1(t) поступает на вход уменьшаемого блока вычитания 5, а сигнал u₃(t) - на вход вычитаемого блока 5. На выходе блока вычитания будет когерентная разность поступивших сигналов в виде: u₄(t)=u_СФ1(t)-Кu_СФ2(t) (эпюра 17).

Далее сигнал с выхода блока вычитания 5 u₅(t) поступает на первый детектор 6, который исключает отрицательные значения u₅(t), а сигнал с выхода сумматора 4 u₄(t) - на второй детектор 7, который исключает отрицательные значения u₄(t).

Далее сигнал с выхода первого детектора 6 u₆(t) (эпюра 18) поступает на первый вход блока пересечения 8. Одновременно на второй вход этого блока поступает сигнал с выхода второго детектора 7 u₇(t) (эпюра 19).

Используемая в заявляемом приемнике операция пересечения, свойства и структурная реализация которой приведены, например, в [Гордиенко В.И., Дубровский С.Е., Рюмшин Р.И., Фенев Д.В. Универсальный многофункциональный структурный элемент систем обработки информации / Радиоэлектроника. Изв. ВУЗов. №3. 1998. С. 13-17, рис. 1] и, которая, применительно к указанным сигналам, имеет вид:

Выражение (2) может быть представлено в ином виде:

Оба выражения эквивалентны, но физический смысл процедуры лучше выясняется из последнего соотношения (3). Из него следует, что процедура пересечения обеспечивает выбор меньшего по модулю из двух сопоставляемых значений (сигналов) со знаком, равным произведению знаков этих значений. Применение данной операции, позволяет исключать или минимизировать боковые пики АКФ и ВКФ, а также существенно уменьшать уровень шумов и помех, что показано далее.

Сигналы, поступившие на входы блока 8, подвергаются процедуре пересечения в соответствии с выражением (2), и на его выходе будет сигнал, отображенный на эпюре 20, представляющий собой центральный пик АКФ.

Этот сигнал поступает на второй вход порогового устройства 9, где сравнивается со значением порогового напряжения, подаваемого на первый вход порогового устройства. При превышении порога сигнал проходит на выход порогового устройства.

Более детально и наглядно с сохранением относительных амплитуд сигналов и фазовых соотношений иллюстрируется процесс обработки на фиг. 4 эпюрами напряжений в отдельных характерных точках схемы заявляемого приемника. Как видно из фиг. 4, сигналы с выхода первого детектора (блок 6) u₆(t) и с выхода второго детектора (блок 7) u₇(t) вследствие противофазности их на входах не совпадают на всем протяжении АКФ u₁(t), за исключением центрального пика, который и выделяется блоком пересечения 8 с сохранением амплитуды.

Таким образом, на выходе заявляемого приемника в результате обработки остается лишь один центральный лепесток АКФ, соответствующий максимуму и не превышающий по длительности n периодов частоты заполнения сигнала (в данном случае n=1). В отличие от приемника-прототипа, сигнал на выходе которого представляет собой огибающую АКФ (фиг. 3, эпюра 14), равную удвоенной длительности сигнала.

Пределы установки значения n выделяемых в области максимума АКФ в результате обработки периодов частоты заполнения, принятые в виде (1≤n≤3), как показали моделирование и анализ [Васин В.В., Степанов Б.М. Справочник-задачник по радиолокации. М.: Советское радио, 1977. 320 с.; Голубков А.П., Далматов А.Д., Лукошкин А.П. и др. Проектирование радиолокационных приемных устройств. Под ред. М.А. Соколова. М.: Высшая школа, 1984. 335 с.], обусловлены необходимостью учета случайности начальной фазы ϕ сигнала в пределах интервала 0≤ϕ≤2π и являются вполне достаточными для выделения максимума. Это также должно учитываться подбором постоянной времени сглаживающей RC-цепи детекторов, что очевидно для соответствующей схемотехники [Алексеенко А.Г. Применение прецезионных аналоговых интегральных микросхем. М.: Радио и связь, 1981. 354 с.; Голубков А.П., Далматов А.Д., Лукошкин А.П. и др. Проектирование радиолокационных приемных устройств. Под ред. М.А. Соколова. М.: Высшая школа, 1984. 335 с.; Боровский В.П., Костенко В.И., Михайленко В.М. и др. Справочник по схемотехнике для радиолюбителя. Под ред. А.П. Бобровского. К.: Техника, 1989. 456 с.] при построении конкретной принципиальной схемы.

Такая обработка, как показано далее, при сохранении амплитуды сигнала, накапливаемого в СФ, обеспечивает существенную компенсацию шумов и помех.

Сумматор 4 и блок вычитания 5 могут быть выполнены по обычной схеме усилителей на два входа или с прямым и инверсным входами по типу описанных в [Алексеенко А.Г. Применение прецезионных аналоговых интегральных микросхем. М.: Радио и связь, 1981. 354 с., С. 77, рис. 3.2].

Первый 6 и второй 7 детекторы могут быть выполнены по простой схеме диодного детектора [Голубков А.П., Далматов А.Д., Лукошкин А.П. и др. Проектирование радиолокационных приемных устройств. Под ред. М.А. Соколова. М.: Высшая школа, 1984. 335 с., С. 140, рис. 5.12].

Блок пересечения 8 может быть реализован на базе сумматоров, вычитающих устройств и устройств вычисления модуля [

Алексеенко А.Г. Применение прецезионных аналоговых интегральных микросхем. М.: Радио и связь, 1981. 354 с., С. 77, рис. 2, 3; Боровский В.П., Костенко В.И., Михайленко В.М. и др. Справочник по схемотехнике для радиолюбителя. Под ред. Бобровского А.П. К.: Техника, 1989. 456 с., С. 211, рис. 12.4].

Пороговое устройство 9 может быть реализовано с помощью компараторов, выполненных на базе интегральных операционных усилителей [Голубков А.П., Далматов А.Д., Лукошкин А.П. и др. Проектирование радиолокационных приемных устройств. Под ред. М.А. Соколова. М.: Высшая школа, 1984. 335 с., С. 42, рис. 1.36] или по схеме решающего устройства, приведенной в [Пестряков В.Б., Афанасьев В.П., Гурвиц В.Л. и др. Шумоподобные сигналы в системах передачи информации. Под. ред. проф. В.Б. Пестрякова. М.: Советское радио, 1973. 424 с., С. 232, рис. 6.8.3].

Процесс обработки смеси сигнала с шумом или с помехами аналогичен рассмотренному на фиг. 3, поэтому далее показываются только полученные при моделировании сравнительные результаты обработки в известном и заявляемом приемниках.

На фиг. 5 представлены эпюры, иллюстрирующие результаты обработки сигнала на фоне шума в известном и заявляемом приемниках. На фигуре обозначены: 21 - входной радиоимпульс; 22 - входная смесь в виде радиоимпульса и нормально распределенного шума с нулевым средним и среднеквадратическим отклонением (СКО) σ_ш=1 В при отношении сигнал/шум U_c/σ_ш=2; 23 - нормированная к полезному сигналу смесь на выходе приемника-прототипа; 24 - нормированная к полезному сигналу смесь на выходе заявляемого приемника. В обоих случаях использовался для нормировки максимум АКФ.

Как следует из сопоставления эпюр 23 и 24, даже при таком мелком по амплитуде масштабе очевидна заметная компенсация шума в заявляемом приемнике по сравнению с прототипом.

Более детально в качественном и количественном отношении это представлено на фиг. 6, где показаны в крупном масштабе только нормированные к полезному сигналу шумы на выходе известного приемника (эпюра 25) и на выходе заявляемого приемника (эпюра 26).

На качественном уровне вывод о существенной компенсации шума в заявляемом приемнике по сравнению с прототипом очевиден.

Количественная оценка работы в шумах найдена путем осреднения по множеству реализаций в виде отношения нормированных средних уровней шумовых выбросов для приемника-прототипа и заявляемого приемника , а также отношения дисперсий шумовых выбросов D_{ш пр} и D_шз соответственно: ; D_{ш пр}/D_{ш з}=23.

Сравнительные результаты количественной оценки работы в шумах свидетельствуют о снижении как среднего уровня, так и дисперсии шумов в заявляемом приемнике относительно прототипа не менее чем на 14 дБ. Максимальный же уровень шума, как следует из результатов моделирования, снижается в заявляемом приемнике не менее чем в два раза (фиг. 6).

Поскольку сравнивались шумы, нормированные к полезному сигналу, выигрыш в отношении дисперсий по сути представляет собой выигрыш в отношении сигнал/шум заявляемым приемником по сравнению с прототипом. Этот выигрыш обусловлен компенсацией шума в заявляемом приемнике.

Для оценки компенсации помех заявляемым приемником сформируем входной сигнал u_вх(t) в виде суммы полезного сигнала u_c(t), представляющего радиоимпульс с прямоугольной огибающей с указанными ранее параметрами, шума n(t), распределенного по нормальному закону с нулевым средним значением и СКО σ_ш=1 В и совокупности произвольных типовых помех , действующих на частоте полезного сигнала, в виде: u_вх(t)=u_c(t)+n(t)+u_n(t). Помехи не накладываются на полезный сигнал и раздельны во времени.

Вид и временные параметры используемых для исследования помех представлены на фиг. 7, где обозначены эпюры: 27 - полезного сигнала; 28 - помехи в виде фазокодоманипулированного импульса (ФКМИ) с произвольной манипуляцией начальных фаз парциальных импульсов {0, 0, 0, π, π, 0, π,} и шириной спектра примерно 3 МГц; 29 - шумовые помехи; 30 - помехи в виде короткого радиоимпульса длительностью τ_ки<<τ_и и шириной спектра примерно 11 МГц, эквивалентного по воздействию δ-импульсу; 31 - помехи в виде линейно-частотно-модулированного радиоимпульса (ЛЧМИ) с шириной спектра примерно 11 МГц.

Частоты ФКМИ, короткого импульса и средняя частота ЛЧМИ совпадают с частотой полезного сигнала, а все спектры помех перекрывают спектр полезного сигнала, примерно равный 0,77 МГц.

Длительности помех, исключая короткий радиоимпульс, соизмеримы с длительностью полезного сигнала, что видно из фиг. 7. При воздействии амплитуды помех приняты существенно превышающими амплитуду полезного сигнала.

Все помехи, таким образом, коррелированы с полезным сигналом.

Процесс обработки входной смеси в виде полезного сигнала, шума и помех аналогичен подробно рассмотренной ранее обработке полезного сигнала (фиг. 3). Поэтому представлены лишь результаты обработки в виде эпюр выходных напряжений на фиг. 8, приведенных для возможности сравнения к единому амплитудному масштабу.

Вид входного сигнала иллюстрируется на фиг. 8 эпюрой 32, где полезный сигнал почти скрыт в шуме (U_c/σ_ш=2, обозначение «с+ш»), а помехи, приведенные на фиг. 7 во временном масштабе, удобном для подробной иллюстрации, обозначены на фиг. 8 римскими цифрами: I -помеха в виде ФКМИ; II - шумовая помеха; III - помеха в виде короткого радиоимпульса; IV - помеха в виде ЛЧМИ. Амплитуды всех принятых помех, как видно на фиг. 8, существенно превышают полезный сигнал U_nimax>>U_c.

По времени воздействия помехи разнесены незначительно так, что, «растягиваясь» в согласованных фильтрах, частично накладываются друг на друга, образуя некоторую «интегральную» помеху. Что позволяет получить приближенную обобщенную оценку помехоустойчивости сравниваемых приемников, в целом представляя весьма сложный вариант воздействия.

Эпюра 33 на фиг. 8 представляет выходные сигналы известного приемника-прототипа, а эпюра 34 - заявляемого приемника. В обоих случаях проведена для возможности сравнения нормировка всех выходных сигналов к амплитуде полезного сигнала, который на эпюрах обозначен как «сигнал» и имеет единичную амплитуду.

Как следует из эпюры 33, все помехи (I, II, III, IV) накапливаются в согласованном фильтре и проходят на выход известного приемника, превышая амплитуду полезного сигнала (существенно в случае I, III).

В то же время на выходе заявляемого приемника (эпюра 34 по сравнению с эпюрой 33) эти помехи оказываются существенно скомпенсированными. Действуют их незначительные «остатки».

На качественном уровне выигрыш в помехоустойчивости заявляемого приемника относительно известного очевиден. Как показывает моделирование, этот выигрыш возрастает с увеличением входного отношения сигнал/шум.

Количественная оценка выигрыша заявляемого приемника относительно компенсации воздействующих помех определена как и для шума в виде отношения нормированных средних значений «интегральной помехи» для приемника-прототипа и заявляемого приемника , а также отношения дисперсий D_{пом пр} и D_{пом з} соответственно, и отношения максимальных значений для приемника-прототипа U_{max пр} и заявляемого приемника U_{max з} соответственно, полученных осреднением по множеству реализаций: ; D_{пом пр}/D_{пом з}=111,4; U_{max пр}/U_{max з}=2.

Сравнительные результаты количественной оценки помехоустойчивости свидетельствуют о снижении как среднего уровня, так и дисперсии «интегральной» помехи в заявляемом приемнике относительно прототипа примерно на 20 дБ. Что обусловлено компенсацией помех в заявляемом приемнике.

Таким образом, реализация заявляемого приемника радиоимпульсного сигнала по сравнению с приемником-прототипом обеспечивает снижение относительного среднего уровня и дисперсии шумов не менее чем на 14 дБ и среднего уровня и дисперсии помех на 20 дБ, а максимального уровня шумов и помех не менее чем в два раза.

Анализ известных технических решений в области радиоприемных устройств радиоимпульсных сигналов показывает, что заявляемое изобретение, благодаря существенным признакам в составе введенных элементов и связей, определившим путь достижения технического результата, заключающегося в снижении относительного уровня шумов и помех, не следует для специалиста явным образом из известного уровня техники в данной предметной области и соответствует требованию «изобретательского уровня».

Заявителем не обнаружен аналог, характеризующийся признаками, идентичными всем существенным признакам заявляемого изобретения. Определение прототипа, как наиболее близкого по совокупности признаков аналога, позволило выявить в заявляемом объекте существенные по отношению к техническому результату отличительные признаки, что позволяет считать заявленное изобретение удовлетворяющим критерию «изобретательская новизна».

Предлагаемое техническое решение промышленно применимо, так как для его реализации могут быть использованы типовые радиотехнические элементы и устройства, применяемые в распространенных в технике радиосвязи, радиотелеметрии и радиолокации приемниках.