Результат интеллектуальной деятельности: РАДИОЛОКАЦИОННАЯ СТАНЦИЯ С НЕПРЕРЫВНЫМ ИЗЛУЧЕНИЕМ ШИРОКОПОЛОСНОГО ЛИНЕЙНО-ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННОГО СИГНАЛА ПРИ ШИРОКОУГОЛЬНОМ ЭЛЕКТРОННОМ СКАНИРОВАНИИ ДИАГРАММЫ НАПРАВЛЕННОСТИ АНТЕННЫ

Изобретение относится к радиолокационной технике и может быть использовано при проектировании и создании цифровых радиолокационных станций (РЛС) с широкополосным непрерывным линейно-частотно-модулированным (ЛЧМ) сигналом и с широкоугольным электронным сканированием диаграммы направленности антенны.

Известна радиолокационная станция с непрерывным ЛЧМ-сигналом [1], недостаток которой состоит в ограниченной области возможного применения - боковой обзор земной поверхности, для чего РЛС устанавливают на борту летательного аппарата, который должен перемещаться в пространстве с постоянной скоростью и прямолинейно, что необходимо для синтеза узкой диаграммы направленности.

Известны радиолокационные станции с непрерывным излучением ЛЧМ-сигнала [2-4], в состав которых обычно входят передатчик 1, циркулятор 2, приемно-передающая антенна 3, малошумящий усилитель (МШУ) 4, смеситель 5, фильтр низких частот (ФНЧ) 6, спектроанализатор 7 (фиг. 1).

Приведенная на фиг. 1 схема работает следующим образом. На несущей частоте ƒ₀ антенна 3 излучает широкополосный (например, ЛЧМ) непрерывный сигнал. Одновременно с излучением антенна 3 принимает отраженный от цели сигнал. Усиленный МШУ 4 сигнал поступает на смеситель 5, опорным (гетеродинным) сигналом которого служит излучаемый сигнал. На выходе смесителя формируется низкочастотный сигнал «биений», который отфильтровывается ФНЧ 5 и поступает на вход спектроанализатора 6. Спектр мощности сигнала «биений» однозначно отображает ЭПР и дальность до объектов. Такую РЛС с непрерывным зондирующим сигналом, в которой генератор передатчика одновременно служит и местным гетеродином, иногда называют гомодинной [3].

Достоинство гомодинных аналогов состоит в относительной простоте их технической реализации, поэтому они нашли широкое применение при решении различных задач [5], в то же время основной недостаток таких аналогов состоит в низком энергетическом потенциале, что объясняется нарушением линейности функционирования МШУ 4 при мощности сигнала на его входе больше 30-50 мВт и линейности смесителя при мощности сигнала на его входе более 10 мВт [4, 6].

Для повышения энергетического потенциала гомодинной РЛС авторами работ [4, 6] предложено пространственное распараллеливание каналов передачи и приема. На основании выводов работ [4, 6] авторами предложена радиолокационная станция с широкополосным ЛЧМ-сигналом, основу которой составляют приемно-передающие модули (ППМ) [7]. В состав каждого модуля входят передающий и приемный каналы со своими передающими и приемными антенными элементами, которые образуют две идентичные М-канальные антенные решетки - передающую и приемную, каждая из которых представляет собой линейную антенную решетку.

В состав приемного канала каждого из ППМ входят последовательно соединенные управляемый фазовращатель, умножитель частоты радиосигнала, два полосовых фильтра, усилитель мощности, смеситель, малошумящий усилитель, управляемый аттенюатор.

В состав передающего канала каждого из ППМ входят последовательно соединенные управляемый фазовращатель, умножитель частоты радиосигнала, полосовой фильтр, управляемый аттенюатор.

Данная РЛС наиболее близка предлагаемому техническому решению и поэтому выбрана в качестве его прототипа.

Выбранный прототип имеет следующие недостатки:

все элементы и узлы прототипа являются аналоговыми, известная нестабильность параметров которых влияет на качество формирования диаграммы направленности антенны и точность управления угловым положением ее главного лепестка;

управление диаграммой направленности антенной системы осуществляется независимыми фазовращателями в передающем и приемном каналах каждого ППМ, что ввиду низкой стабильности параметров аналоговых фазовращателей и дискретности их управления приводит к независимым ошибкам углового положения главных лепестков приемной и передающей диаграмм направленности, что в конечном счете ведет к расфазировке антенной системы;

антенная система прототипа формирует узкую диаграмму направленности только в азимутальной плоскости, а в угломестной плоскости диаграмма направленности системы определяется только диаграммой направленности одиночного излучателя (передающего и приемного), которая всегда достаточно широкая, что ведет к существенному снижению характеристик РЛС вследствие влияния отражений от подстилающей поверхности;

в прототипе не предусмотрены меры по коррекции искажений амплитудно-фазового распределения поля на апертуре антенны, возникающих при широкополосном зондировании и широкоугольном электронном обзоре пространства. Дело в том, что при распространении монохроматической электромагнитной волны с частотой f₀ набег фазы на расстоянии составляет В случае распространения широкополосного сигнала частота i-й гармоники спектра может отличаться на ±10-20% от несущей частоты, поэтому каждая гармоническая составляющая широкого спектра получает свой набег фазы при распространении волны на одно и то же расстояние, что ведет к разрушению фазовой структуры спектра, а следовательно, к искажению амплитудно-фазового распределения поля на апертуре антенны, искажению формы сигнала и диаграммы направленности антенны;

в прототипе применена разводка зондирующего сигнала по входам ППМ на промежуточной частоте с последующим ее умножением до значения несущей частоты. Так, если промежуточная частота 100 МГц, а несущая 10 ГГц, то потребуется коэффициент умножения, равный 100. В то же время существующие умножители обеспечивают коэффициент умножения от 2 до 6 (например [8, 9]. В таком случае частота входного сигнала должна быть всего в 2-6 раз ниже требуемой частоты 10 ГГц, а это уже не промежуточная, а сверхвысокая частота, что делает систему разводки зондирующего сигнала по входам ППМ сложной и громоздкой, приводящей к искажениям спектра сигнала.

В соответствии с изложенным, целью изобретения является разработка радиолокационной станции с широкополосным непрерывным зондирующим ЛЧМ-сигналом и с широкоугольным электронным санированием диаграммы направленности антенны, обеспечивающей формирование двумерной диаграммы направленности, повышение точности диаграммообразования на основе перехода к цифровому методу формирования диаграммы направленности и согласованному управлению диаграммой направленности в режимах излучения и приема радиосигналов, электронное управление диаграммой направленности в широком угловом секторе с коррекцией возникающих при этом искажений фазовой структуры спектра сигнала и амплитудно-фазового распределения поля на апертуре антенны.

Указанная цель достигается тем, что в состав каждого m-го приемно-передающего модуля (ППМ) антенной решетки, содержащего передающий и приемный каналы, при этом в состав передающего канала входит усилитель мощности, а в состав приемного канала входит малошумящий усилитель, согласно предложенному техническому решению дополнительно введены общие для передающего и приемного каналов каждого ППМ циркулятор с линейным волноводно-щелевым излучателем, цифровой квадратурный демодулятор, выход которого связан с m-м входом первого М-канального цифрового комплексного сумматора, а также блок формирования цифровых весовых коэффициентов, вход которого связан с выходом датчика угловых положений главного лепестка диаграммы направленности антенной решетки, а в состав передающего канала дополнительно введены последовательно соединенные первый I-канальный блок цифровых полосовых фильтров, первый I-канальный цифровой комплексный умножитель, первый I-канальный цифровой комплексный сумматор, первый выход которого связан с входом цифро-аналогового преобразователя, а второй - с гетеродинным входом цифрового квадратурного демодулятора, при этом выход цифро-аналогового преобразователя соединен с входом усилителя мощности, выход которого соединен с входом циркулятора, а вход первого I-канального блока цифровых полосовых фильтров соединен с выходом цифрового синтезатора ЛЧМ-сигнала, причем управляющие входы первого I-канального комплексного умножителя соединены с соответствующими выходами блока формирования цифровых весовых коэффициентов, при этом в состав приемного канала ППМ дополнительно введены последовательно соединенные аналого-цифровой преобразователь, второй I-канальный блок цифровых полосовых фильтров, второй I-канальный цифровой комплексный умножитель, второй I-канальный цифровой комплексный сумматор, первый выход которого соединен с сигнальным входом цифрового квадратурного демодулятора, а второй - c m-м входом второго М-канального цифрового комплексного сумматора, а вход аналого-цифрового преобразователя соединен с выходом малошумящего усилителя, причем управляющие входы второго I-канального цифрового комплексного умножителя соединены с соответствующими выходами блока формирования цифровых весовых коэффициентов.

Дополнительное введение циркуляторов с линейными волноводно-щелевыми излучателями, во-первых, обеспечивает согласованное формирование и управление диаграммой направленности антенны в режимах излучения и приема, т.е. исключает расфазировку антенной системы, а, во-вторых, обеспечивает построение двумерной волноводно-щелевой антенной решетки с формированием диаграммы направленности в азимутальной и угломестной плоскостях.

Дополнительное введение цифрового квадратурного демодулятора обеспечивает полностью цифровую техническую реализацию ППМ предлагаемой радиолокационной станции, а введение I-канальных блоков цифровых полосовых фильтров, блоков формирования цифровых весовых коэффициентов, I-канальных цифровых комплексных умножителей и сумматоров обеспечивают цифровое формирование и управление диаграммой направленности волноводно-щелевой антенной решетки для каждого узкополосного участка широкополосного спектра зондирующего сигнала с последующим объединением полученных результатов, что исключает искажения фазовой структуры спектра ЛЧМ-сигнала и амплитудно-фазового распределения поля на апертуре антенны при широкополосном зондировании и широкоугольном электронном обзоре пространства и повышает точность формирования и электронного управления диаграммой направленности.

Применение цифровых волоконно-оптических линий (ВОЛС) для связи блоков центрального процессора РЛС со всеми ППМ исключает необходимость разводки зондирующего сигнала по всем ППМ на СВЧ, что упрощает конструкцию системы разводки и снижает энергетические потери и искажения формы зондирующего сигнала.

Таким образом, отличия предлагаемого технического решения от его прототипа обеспечивают достижение поставленной перед изобретением цели.

Сущность предлагаемого технического решения иллюстрируется рисунками на фиг. 2 и 3. На фиг. 2 приведена структурная схема РЛС непрерывного излучения зондирующего ЛЧМ-сигнала с волноводно-щелевой антенной решеткой, на фиг. 3 - структурная схема приемно-передающего модуля волноводно-щелевой антенной решетки.

В состав структурной семы РЛС (фиг. 2) входят центральный процессор 8 РЛС и волноводно-щелевая антенная решетка 9. В свою очередь, в состав центрального процессора 8 входят: контроллер 10, цифровой синтезатор 11 широкополосного непрерывного зондирующего ЛЧМ-сигнала, датчик 12 угловых положений главного лепестка диаграммы направленности антенны, первый М-канальный цифровой комплексный сумматор 13, устройство 14 обработки суммарного сигнала «биений», второй М-канальный цифровой комплексный сумматор 15, устройство 16 первичной обработки радиолокационной информации, устройство 17 вторичной обработки радиолокационной информации, устройство 18 отображения результатов радиолокационного обзора пространства, выход 25 которого является информационным выходом РЛС.

В состав волноводно-щелевой антенной решетки 9 входят Μ приемно-передающих модулей (ППМ) 19 с линейными волноводно-щелевыми излучателями 20. В состав каждого ППМ 19 (фиг. 3) входят два канала - передающий и приемный, а также общие для обоих каналов циркулятор 32 с волноводно-щелевым излучателем 27, блок формирования цифровых весовых коэффициентов 28 и цифровой квадратурный демодулятор 38.

В состав передающего канала каждого цифрового ППМ входят первый I-канальный блок 26 цифровых полосовых фильтров, первый I-канальный цифровой комплексный умножитель 7, первый I-канальный цифровой комплексный сумматор 29, первый выход которого соединен с гетеродинным входом цифрового квадратурного демодулятора 38, а второй выход соединен с входом цифро-аналогового преобразователя 30, выход которого соединен с входом усилителя мощности 31, а вход первого I-канального блока цифровых полосовых фильтров 26 посредством волоконно-оптической линии связи 21 подключен к выходу цифрового синтезатора 11 ЛЧМ-сигнала.

В состав приемного канала каждого цифрового ППМ входят последовательно соединенные малошумящий усилитель 33, вход которого соединен с выходом циркулятора 32, аналого-цифровой преобразователь 34, второй I-канальный блок цифровых полосовых фильтров 35, второй I-канальный цифровой комплексный умножитель 36, второй I-канальный цифровой комплексный сумматор 37, первый выход которого посредством волоконно-оптической линии связи 24 соединен с m-м входом второго М-канального цифрового комплексного сумматора 15, а второй подключен к сигнальному входу цифрового квадратурного демодулятора 38, выход которого посредством волоконно-оптической линии связи 22 соединен с т-м входом первого М-канального цифрового комплексного сумматора 13, при этом управляющие входы второго I-канального цифрового умножителя 36 подключены к соответствующим выходам блока формирования цифровых весовых коэффициентов 28.

Только входящие в состав каждого ППМ 19 малошумящий усилитель 33 и усилитель мощности 31 являются аналоговыми, все остальные узлы и элементы предлагаемой РЛС - цифровые.

Предлагаемое устройство работает следующим образом.

Контроллер 10 управляет диаграммой направленности антенны через датчик угловых положений 12 на всех этапах функционирования РЛС - при поиске целей, обнаружении сигнала, обнаружении и сопровождении траекторий и т.д. По команде контроллера 10 синтезатор 11 формирует цифровой зондирующий сигнал на несущей частоте ƒ₀ с длительностью периода частотной модуляции Т_м и с девиацией частоты Δƒ_c.

Этот сигнал распределяется по входам 21 всех Μ ППМ 19 и поступает на вход первого I-канального блока 26 цифровых полосовых фильтров, который разделяет широкий спектр зондирующего сигнала на I узкополосных участков спектра: где спектр удовлетворяет условию узкополосности [11]

где L_α - линейный размер апертуры антенны в плоскости электронного сканирования диаграммы направленности.

Комплексные огибающие сформированных таким образом узкополосных сигналов в каждом m-м ППМ могут быть представлены в виде

где ϕ_i - набег фазы на m-м излучателе при излучении сигнала в направлении (θ_ϕ):

где θ_ϕ - значение возможного направления излучения в пределах сектора электронного сканирования диаграммы направленности.

Для компенсации набега фазы ϕ_i (θ_ϕ) комплексная огибающая I-го узкополосного сигнала (2) умножается на комплексно сопряженный с ней весовой коэффициент

где θ_изл - значение заданного направления излучения.

Для этого все I узкополосных участков широкополосного спектра поступают на первый вход первого I-канального цифрового комплексного умножителя 27, на второй вход которого поступают весовые коэффициенты (4), сформированные в блоке 28 в соответствии с соотношением (4) по информации о заданном направлении излучения зондирующего сигнала θ_изл, поступающей с выхода датчика угловых положений 12 на вход 23 каждого m-го ППМ 19.

В результате суммирования полученных произведений в первом I-канальном цифровом комплексном сумматоре 29 формируется комплексная огибающая зондирующего сигнала на выходе каждого m-го ППМ 19:

каждая i-я спектральная составляющая которого получила фазовый сдвиг в соответствии с заданным направлением излучения зондирующего сигнала θ_изл.

Цифровой сигнал (5) с первого выхода сумматора 29 поступает на цифро-аналоговый преобразователь 30, где преобразуется в аналоговый ЛЧМ-сигнал несущей частоты. Такое решение возможно потому, что современные ЦАП способны обрабатывать сигналы с частотами до 13 ГГц [10]. Одновременно со второго выхода сумматора 29 сигнал (5) поступает на гетеродинный вход цифрового квадратурного демодулятора 38.

После усиления по мощности в усилителе 31 зондирующий сигнал через циркулятор 32 поступает на вход линейного волноводно-щелевого излучателя 20 и излучается в пространство. В результате суперпозиции полей всех Μ волноводно-щелевых излучателей 20 формируется нормированная диаграмма направленности волноводно-щелевой антенной решетки в режиме излучения в соответствии с соотношением

При выполнении условия θ_ϕ=θ_изл нормированная диаграмма направленности в режиме излучения F_npд (θ_изл) принимает максимальное значение F_прд=1. Это означает, что волноводно-щелевая антенная решетка сфазирована в заданном направлении θ_изл, иными словами ось главного лепестка ее диаграммы направленности составляет угол θ_изл с нормалью к апертуре антенны.

Одновременно с излучением антенна РЛС принимает отраженные от целей сигналы. Принятый каждым излучателем 20 каждого ППМ 19 отраженный от цели сигнал через циркулятор 32 поступает на вход МШУ 33 и после усиления и аналого-цифрового преобразования блоком 34 поступает на вход второго I-канального блока цифровых полосовых фильтров 35, который делит широкий спектр на I узкополосных участков спектра

где спектр удовлетворяет критерию узкополосности (1) [11].

В качестве делителей широкополосного спектра на узкополосные участки в блоках 26 и 35 применены цифровые полосовые КИХ-фильтры, обеспечивающие высокую точность формирования пеленгационной характеристики АФАР и возможность их реализации в виде специализированных программируемых логических интегральных схем [12-14]. Проведенный в работе [14] анализ показал, что современная элементная база позволяет производить цифровую обработку сигналов в реальном масштабе времени на частотах до 1,5 ГГц, а в ближайшие годы до 20 ГГц.

При падении волны на апертуру АФАР с направления θ_изл относительно нормали к апертуре АФАР каждый i-й узкополосный сигнал на входе каждого m-го ППМ 19 получает фазовый сдвиг

где θ_ϕ - возможное направление падения волны на апертуру АФАР в пределах сектора электронного сканирования ДН АФАР.

Поэтому комплексную огибающую каждого i-го узкополосного сигнала можно представить в виде

Для компенсации фазового сдвига ϕ_im необходимо комплексную огибающую (6) умножить на комплексно сопряженный с ней коэффициент

где ω_i=2πƒ_i - центральная частота i-ro узкополосного спектра. Для этого все i-e узкополосные сигналы поступают на первые входы первого И-канального цифрового комплексного умножителя 27, на вторые входы которого поступают цифровые коэффициенты (8), сформированные блоком 28 по информации, поступающей с выхода 23 датчика угловых положений 12 на соответствующие входы каждого m-го ППМ 19. В результате перемножения формируются сигналы, комплексные огибающие которых можно записать в виде

Все эти I сигналов поступают на входы второго I-канального цифрового комплексного сумматора 37, в результате на его выходе формируется сигнал, комплексная огибающая которого имеет вид

Это напряжение представляет собой выходной сигнал каждого m-го ППМ 19, которое с выхода 24 каждого ППМ поступает на m-й вход второго М-канального цифрового комплексного сумматора 15. Полученный в результате суммирования сигнал поступает на вход устройства 16 первичной обработки радиолокационной информации, где используется для обнаружения сигнала от цели и измерения ее угловых координат.

Результаты измерений угловых координат поступают на вход устройства 17 вторичной обработки информации, где используются для обнаружения и сопровождения траекторий обнаруженных целей. Результаты вторично обработки информации поступают на первый вход устройства 18 отображения результатов радиолокационного обзор а пространства.

Одновременно сигнал со второго выхода сумматора 37 поступает на сигнальный вход цифрового квадратурного демодулятора 38, который выполняет функции цифрового смесителя, т.е. формирует сигнал разностной частоты (сигнал «биений»), который с выхода 22 поступает на m-й вход первого М-канального цифрового комплексного сумматора 13, где аналогичные сигналы с выходов всех Μ ППМ 19 когерентно суммируются и на основе их спектрального анализа формируется информация о дальности цели и ее ЭПР. Эта информация поступает на второй вход устройства 18 отображения результатов радиолокационного обзора пространства, выход которого является информационным выходом предлагаемой РЛС.

Отличия предлагаемого технического решения от его прототипа обеспечивают достижение поставленной перед изобретением цели, заключающейся в разработке радиолокационной станции с широкополосным непрерывным зондирующим ЛЧМ-сигналом и с широкоугольным электронным санированием диаграммы направленности антенны, обеспечивающей формирование двумерной диаграммы направленности, повышение точности диаграммообразования на основе перехода к цифровому методу формирования диаграммы направленности и согласованному управлению диаграммой направленности в режимах излучения и приема радиосигналов, электронное управление диаграммой направленности в широком угловом секторе с коррекцией возникающих при этом искажений фазовой структуры спектра сигнала и амплитудно-фазового распределения поля на апертуре антенны.

Проведенный авторами анализ источников научно-технической и патентной информации позволяет сделать вывод о новизне предлагаемых технических решений.

Источники информации

1. Патент РФ №2660450. МПК G01S 13/90. Устройство радиолокационной станции с непрерывным линейно-частотно-модулированным сигналом и синтезом апертуры.

2. Теоретические основы радиолокации. Под ред. Ширмана Я.Д. - М.; Сов. Радио. - 1970. - 360 с.

3. Справочник по радиолокации. Под. Ред. М. Сколника.- Пер. с англ. (в 4-х томах), т. 3, с. 257 // Сов. Радио. - 1970. - 528 с.

4. Доценко В.В., Осипов М.В., Хлусев В.А. Повышение энергетического потенциала РЛС с непрерывным ЛЧМ сигналом // Доклады ТУСУР. - 2011. - №1 (23). - с. 29-33.

5. Голик А.М. и др. Измерительные системы на основе частотных радиодальномеров ближнего действия // Вестник метролога.- 2021. - №1. - с. 11-17.

6. Патент РФ на полезную модель №94723. МПК G01S 13/00. Радиолокационная обзорная станция.

7. Патент РФ №2460087. МПК G01S 13/00. Радиолокационная станция с широкополосным непрерывным линейно-частотно-модулированным излучением.

8. Карпов Ю. Смесители, преобразователи, умножители и делители частоты СВЧ-диапазона отечественного производства // Компоненты и технологии. - 2008. - №9. - с. 22-27.

9. Белов Л.А. Преобразователи частоты. Современные ВЧ-компоненты // Электроника: НТБ. - 2004. - №2.- с. 44-49.

10. Добычина Е.М., Малахов Р.Ю. Цифровой приемо-передающий модуль активной фазированной антенной решетки // Научный вестник МГТУ ГА. - 2014. - №209. - с. 117-123.

11. Кольцов Ю.В. Особенности применения различных определений широкополосных сигналов в антенной технике, связи и локации // Антенны.-2008. - вып.6(133). - с. 31-42.

12. Frenzel L. High-Speed Data Converters Make Direct-Sampling Receivers Practical. / Electronic Design. Feb 12, 2019. - URL: https://www.electronicdesign. com/analog/high-speed-data-converters-make-direct-sampling-receivers-practical.

13. Multicore Fixed and Floating-Point Digital Signal Processor. Check for Evaluation Modules (EVM): TMS320C6678. Texas Instruments. TMS320C6672. SPRS708E-November 2010-Revised March 2014.

14. Speed per Milliwatt Rations for Fixed-Points Parcaged Processors / Berkeley Design Technolog. Inc. Nov. 2013.