Результат интеллектуальной деятельности: СПОСОБ МНОГОКАНАЛЬНОЙ ПЕРЕДАЧИ И ПРИЕМА ДИСКРЕТНЫХ СИГНАЛОВ

Изобретение относится к области техники ортогональных систем многоканальной связи и может быть использовано в многоканальных системах передачи данных с использованием множества несущих.

Из уровня техники известен способ многоканальной передачи цифровых сигналов (патент RU 2013871, МПК H04J 11/00, опубл. 1994), основанный на том, что формируют путем заблаговременного вычисления для каждого из N кодовых уплотняемых каналов многоканальной цифровой системы передачи данных корректирующий сигнал, равный коэффициенту взаимной корреляции r_ij этого i - ого уплотняемого канального сигнала со всеми остальными другими (N-1) уплотняемыми j-ми цифровыми канальными сигналами, при этом коэффициент взаимной корреляции r_ij, когда i=j, не определяется, так как при i=j оценивается автокорреляционная функциональная зависимость, которая стремится к нулевому значению в наибольшей степени при увеличении интервала наблюдения. Далее из каждого i-ого уплотняемого передаваемого цифрового сигнала вычитают свой, ранее сформированный, корректирующий сигнал V_i и полученный разностный сигнал перемножают на соответствующую кодовую посылку. Суммируют результаты произведений для передачи их в виде суммарного группового сигнала многоканальной цифровой системы, в которой мощность нежелательных внутри системных взаимных помех уменьшена в (N-1)⋅V² раз без какой-либо временной задержки на выполнение всех перечисленных выше действий.

Недостаток известного способа многоканальной передачи цифровых сигналов с кодовым уплотнением каналов состоит в том, что коэффициент взаимной корреляции между уплотняемыми каналами всегда меньше единицы и стремится к нулевому значению в реальных эргодических системах передачи информационных сигналов, к каким относится известная многоканальная система передачи цифровых сигналов с кодовым уплотнением каналов и с коррекцией уплотняемых цифровых сигналов. Мощность взаимных внутри системных помех при кодовом уплотнении цифровых сигналов остается весьма высокой даже после известной коррекции каждого уплотняемого сигнала и потому кодовое уплотнение каналов с их коррекцией не стало доминирующим в сравнении с частотным и временным видами формирования многоканальных систем передачи данных и связи.

Наиболее близким известным техническим решением, принятым к предлагаемому в качестве ближайшего аналога, является способ ортогонального частотного уплотнения (патент RU 2542573, МПК H04J 1/20, опубл. 2015), основанный на том, что формируют на передающей стороне передаваемый информационный сигнал в виде совокупности N последовательных информационных символов длительностью N⋅τ, где τ - длительность одного информационного символа, преобразуют сигналы последовательного кода в параллельные N посылки по М бит с длительностью каждого символа T_S=М⋅τ, при этом N=J. Далее модулируют каждую посылку согласно битовым картам и получают сигналы Х₁=(Re1, lm1), … , X_J=(ReJ,lmJ), после чего рассчитывают элементы субполосной низкочастотной матрицы, из которых формируют набор собственных векторов субполосной низкочастотной матрицы для передачи их в выделенной полосе частот в диапазоне ΔV=[-ν/2, 0)U[0, ν/2), где ν - выделенная полоса частот, U -математический знак принадлежности. Выбирают J таких собственных векторов, собственные числа которых λ≥0,9, и при этом J равно количеству информационных каналов. Полученные собственные векторы запоминают с помощью постоянного запоминающего устройства для последующего использования без необходимости пересчета собственных векторов субполосной низкочастотной матрицы. Разделяют на реальные Re и мнимые lm части вычисленные собственные векторы субполосной низкочастотной матрицы, которые в отдельности друг от друга перемножают на выходной сигнал генератора несущего колебания непосредственно и перемножают на выходной сигнал этого генератора несущего колебания с сдвигом фазы на π/2. С выходов умножителей полученные электрические напряжения направляют на соответствующие входы сумматоров, где их суммируют. Сигнал Re с выхода сумматора поступает на вход одного цифроаналогового преобразователя, а сигнал lm с выхода сумматора поступает на вход другого цифроаналогового преобразователя, где они преобразовываются в аналоговый вид для последующей их передачи по каналу связи в режиме ортогонального частотного уплотнения (OFDM). При этом предназначенный для передачи по каналу связи информационный символ формируют с наличием встроенного в него защитного интервала. Защитный интервал является частью передаваемого информационного символа и представляет собой фрагмент начала и конца передаваемого информационного символа. В сформированных фрагментах начала и конца передаваемого информационного символа числовые значения всех собственных векторов стремятся к нулю. Использование в качестве базисных функций собственных векторов низкочастотной субполосной матрицы со значением собственного числа, близким к единице, позволяет формировать канальные сигналы при передаче информации в режиме OFDM с минимальным уровнем внеполосных излучений. Благодаря этому достигается снижение межканальных интерференционных помех систем радиосвязи, что позволяет увеличить, примерно, на 20% количество каналов, одновременно передающих информацию в выделенном частотном диапазоне. Увеличивается на (3-25) % в сравнении с традиционными технологиями OFDM скорость формирования передаваемых информационных сигналов за счет использования двух, а не множества, базисных ортогональных функций.

Недостаток ближайшего аналога состоит в том, что для вычисления собственных значений (корней) субполосной низкочастотной матрицы, из которых формируют набор собственных векторов субполосной низкочастотной матрицы и которые необходимы для определения базисных ортогональных функций, требуется большой объем вычислительных операций. Защитные интервалы, где бы они ни располагались при их передаче совместно с информационными символами, являются элементами избыточной информации, которые снижает скорость передачи полезной информации.

Технической задачей изобретения является повышение эффективности ортогональной многоканальной передачи и приема дискретных сигналов.

Технический результат изобретения состоит в том, что повышается пропускная способность ортогональной многоканальной передачи и приема дискретных сигналов за счет исключения защитных интервалов между ними при максимально полном использовании отведенных частотного и динамического диапазонов.

Сущность изобретения заключается в том, что на передающей стороне многоканальной системы передачи и приема дискретных сигналов формируют аналоговый суммарный сигнал y(t), составленный из четного числа n индивидуальных уплотняемых гармонических слагаемых с одинаковыми амплитудами каждой индивидуальной уплотняемой гармонической слагаемой и со сдвигом фазы π/2 каждой четной индивидуальной уплотняемой гармонической слагаемой без защитных разделительных частотных и временных интервалов между ними с максимальной частотой, не превышающей отведенную полосу частот, ограничивают амплитуду сформированного аналогового суммарного сигнала y(t) на уровне допустимого динамического диапазона, отслеживают длительности передаваемых элементов двоичного кода «1» и/или «0» при амплитудной манипуляции уплотняемых гармонических слагаемых с возможностью восстановления их средней мощности при амплитудном ограничении сформированного аналогового суммарного сигнала y(t) и передают сформированный аналоговый суммарный сигнал y(t), ограниченный по частоте и по амплитуде, на приемной стороне многоканальной системы передачи и приема дискретных сигналов квантуют принятый аналоговый сигнал y(t) по уровню четным числом ступенек квантования с уровнем квантования каждой ступеньки, превышающим шум квантования, последовательно четным числом n раз отрезков с шагом дискретизации Т/n, где Т-длительность элементов двоичного кода«1» и/или «0»превышающим интервал времени задержки вычислительных средств приемника многоканальной системы передачи и приема дискретных сигналов, инвертируют только те квантованные слагаемые у_i принятого аналогового сигнала y(t), порядок следования которых определен последовательностью их заданных четных номеров i=2, 6, 10, …, n и последовательностью заданных нечетных порядковых номеров i=1, 5, 9, …, n-3 с заданными пропусками, суммируют выходные сигналы инверторов - y_i и выходные сигналы квантователя y_i отдельно для всех четных порядковых номеров i=0, 2, 4, …, n и отдельно для всех нечетных порядковых номеров i=1, 3, 5, …, n-1, умножают просуммированные значения четных и отдельно нечетных квантованных слагаемых y_i принятого аналогового сигнала y(t) путем возведения в квадрат их суммарного значения, суммируют полученные квадратичные значения четных и нечетных квантованных слагаемых принятого аналогового сигнала y(t), выполняют действие согласно математическому выражению , где S- напряжение постоянного тока, равное сумме квадратичных значений четных и нечетных квантованных слагаемых у_i принятого аналогового сигнала y(t), сравнивают напряжение постоянного тока, равное результату математического вычисления U, с заданным n-м пороговым сигналом постоянного напряжения U_n, формируют дискретный сигнал элементарного двоичного кода «1» при выполнении условия U>U_n и формируют дискретный сигнал элементарного двоичного кода «0», если U≤U_n, и направляют сформированные дискретные сигналы элементов двоичного кода «1» и «0» каждому из n получателей дискретного сигнала в заданные тактовые интервалы времени.

Новизна изобретения характеризуется тем, что на передающей стороне многоканальной системы передачи и приема дискретных сигналов формируют аналоговый суммарный сигнал y(t), составленный из четного числа n индивидуальных уплотняемых гармонических слагаемых с одинаковыми амплитудами каждой индивидуальной уплотняемой гармонической слагаемой и со сдвигом фазы π/2 каждой четной индивидуальной уплотняемой гармонической слагаемой без защитных разделительных частотных и временных интервалов между ними с максимальной частотой, не превышающей отведенную полосу частот, ограничивают амплитуду сформированного аналогового суммарного сигнала y(t) на уровне допустимого динамического диапазона, отслеживают длительности передаваемых элементов двоичного кода «1» и/или «0» при амплитудной манипуляции уплотняемых гармонических слагаемых с возможностью восстановления их средней мощности при амплитудном ограничении сформированного аналогового суммарного сигнала y(t) и передают сформированный аналоговый суммарный сигнал y(t), ограниченный по частоте и по амплитуде, на приемной стороне многоканальной системы передачи и приема дискретных сигналов квантуют принятый аналоговый сигнал y(t) по уровню четным числом ступенек квантования с уровнем квантования каждой ступеньки, превышающим шум квантования, последовательно четным числом n раз отрезков с шагом дискретизации Т/n, где Т-длительность элементов двоичного кода«1» и/или «0», превышающим интервал времени задержки вычислительных средств приемника многоканальной системы передачи и приема дискретных сигналов, инвертируют только те квантованные слагаемые y_i принятого аналогового сигнала y(t), порядок следования которых определен последовательностью их заданных четных номеров i=2, 6, 10, …, n и последовательностью заданных нечетных порядковых номеров i=1, 5, 9, …, n-3 с заданными пропусками, суммируют выходные сигналы инверторов - y_i и выходные сигналы квантователя y_i отдельно для всех четных порядковых номеров i=0, 2, 4, …, n и отдельно для всех нечетных порядковых номеров i=1, 3, 5, …, n-1, умножают просуммированные значения четных и отдельно нечетных квантованных слагаемых y_i принятого аналогового сигнала y(t) путем возведения в квадрат их суммарного значения, суммируют полученные квадратичные значения четных и нечетных квантованных слагаемых принятого аналогового сигнала y(t), выполняют действие согласно математическому выражению , где S-напряжение постоянного тока, равное сумме квадратичных значений четных и нечетных квантованных слагаемых y_i принятого аналогового сигнала y(t), сравнивают напряжение постоянного тока, равное результату математического вычисления U, с заданным n-м пороговым сигналом постоянного напряжения U_n, формируют дискретный сигнал элементарного двоичного кода «1» при выполнении условия U>U_n и формируют дискретный сигнал элементарного двоичного кода «0», если U≤U_n, и направляют сформированные дискретные сигналы элементов двоичного кода «1» и «0» каждому из n получателей дискретного сигнала в заданные тактовые интервалы времени, за счет чего повышается пропускная способность ортогональной многоканальной передачи и приема дискретных сигналов путем исключения защитных интервалов между ними при максимально полном использовании отведенных частотного и динамического диапазонов.

Функциональная схема примера технической реализации предлагаемого способа многоканальной передачи и приема дискретных сигналов изображена на чертеже, где обозначено:

1 - источники n уплотняемых дискретных сигналов;

2 - блок n элементов И;

3 - блок n индивидуальных гармонических несущих;

4 - сумматор-ограничитель на n входов;

5 - элемент манипуляции;

6 - приемник;

7 - квантователь;

8 и 9 - сумматор нечетных и четных выходных составляющих квантователя соответственно;

10 и 11 - блок инверторов;

12 и 13 - умножитель;

14 - сумматор на два входа;

15 - блок вычисления квадратного корня;

16 - множитель;

17 - блок деления;

18 - блок порогового сравнения;

19 - n-ый получатель дискретного сигнала.

Предлагаемый способ многоканальной передачи и приема дискретных сигналов реализуется следующим образом.

На передающей стороне многоканальной системы передачи и приема дискретных сигналов двоичного кода «1» и/или «0» формируют суммарный передаваемый аналоговый сигнал y(t), который состоит из четного числа n индивидуальных уплотняемых гармонических слагаемых несущих с одинаковыми амплитудами и со сдвигом фазы π/2 каждой четной индивидуальной уплотняемой гармонической слагаемой без защитных разделительных частотных и временных интервалов между ними. Для этого с выходов блока источников n уплотняемых дискретных сигналов 1 выходные уплотняемые дискретные сигналы в виде элементов двоичного кода «1» и/или «0» с длительностью Г каждого этого элемента двоичного кода «1» и/или «0» направляют на один вход соответствующего элемента И блока n элементов И 2, на другой вход которого подают выходной сигнал элемента манипуляции 5. Тактовая частота 1/Т функционирования элемента манипуляции 5 «нажатие» и/или «пауза» задается тактовым генератором G, работа которого синхронизирована синхронизирующими импульсами, вырабатываемыми либо высокостабильным генератором, либо путем использования синхронизирующих импульсов аппаратуры службы Единого времени, либо за счет назначения одного из n уплотняемых каналов выполнять функцию источника синхронизирующих импульсов.

При одновременном поступлении на первый и второй входы двухвходовых элементов И 2.1, 2.2, … 2.n блока n элементов И 2 информационных входных импульсов, то этот элемент И включается в работу и своим выходным сигналом включает соответствующий генератор блока 3 индивидуальных гармонических несущих. Если с выхода источника n уплотняемых дискретных сигналов 1 запускающий информационный импульс на вход блока n элементов И 2 не поступил, что соответствует формированию передаваемого элемента двоичного кода «0», то образуется пауза и соответствующий генератор блока 3 индивидуальных гармонических несущих не включается в работу.

Максимальная частота сформированного аналогового передаваемого сигнала y(t) равна частоте n-й гармонической слагаемой, где порядковый номер следования n-й гармонической слагаемой является четным числом. При этом максимальная частота n-й несущей сформированного аналогового передаваемого сигнала y(t) не превышает отведенной частотной полосы пропускания канала, который на чертеже не показан.

При суммировании индивидуальных уплотняемых n гармонических слагаемых несущих возможно, что все источники n уплотняемых дискретных сигналов 1 представят для передачи элемент двоичного кода «1» (нажатие) и тогда все генераторы блока n индивидуальных гармонических несущих 3 должны включиться в работу. В этом случае всплеск суммарного сформированного для передачи аналогового сигнала y(t) может превысить динамический диапазон выделенного канала. Вероятность такого нежелательного события, когда все источники n уплотняемых дискретных сигналов 1 формируют одновременно элемент двоичного кода «1» «нажатие» уменьшается прямо пропорционально числу n и при n>20 эта вероятность является пренебрежимо малой. Для уменьшения такой нежелательной вероятности появления всплеска суммарного сигнала y(t) все генераторы блока 3 n индивидуальных гармонических несущих с четными порядковыми номерами их следования имеют фазовый сдвиг, равный π/2. При этом, в целях предупреждения появления негативных последствий этого нежелательного возможного всплеска суммарного сигнала y(t) предлагается выполнить действие по заблаговременному ограничению амплитуды сформированного аналогового суммарного сигнала y(t) с помощью сумматора-ограничителя 4 на n входов на уровне допустимого динамического диапазона изменения амплитуды сигнала в канале. Для этого предлагается выполнить действие по отслеживанию длительности T передаваемых элементов двоичного кода «1» и/или «0» при амплитудной манипуляции элементом манипуляции 5 уплотняемых гармонических слагаемых 3 с возможностью восстановления потерянной части их мощности при их амплитудном ограничении сумматором-ограничителем 4 на n входов сформированного аналогового суммарного сигнала y(t). Возможная потерянная часть мощности при амплитудном ограничении сформированного аналогового суммарного сигнала y(t) не превышает значения (1/n)-ой ее величины.

Действие по передаче сформированного аналогового суммарного сигнала y(t), ограниченного по частоте и по амплитуде, может быть выполнено как с его модуляцией, так и без модуляции, с использованием проводных и/или радиосредств.

Выбор четного числа n гармонических слагаемых индивидуальных уплотняемых несущих на передающей стороне многоканальной системы передачи и приема дискретных сигналов позволяет упростить в два раза процедуру гармонического анализа Фурье сформированного аналогового суммарного сигнала y(t) на приемной стороне этой системы многоканальной передачи и приема дискретных сигналов за счет того, что становится возможным определять только синусоидальный коэффициент Фурье b_n, так как косинусоидальный гармонический коэффициент Фурье a_n принимает нулевое значение, в чем можно убедиться, рассматривая математическое доказательство (Кочетов А.С. Эффект насыщения в военных информационно-управляющих системах: монография. - М.: ВА РВСН имени Петра Великого (филиал в г. Серпухове Московской области), 2013. - С. 61, - 272 с., ISBN 978-5-91954-064-9)

m=n-четное число шагов дискретизации по времени t при гармоническом анализе Фурье сформированного на передающей стороне аналогового сигнала y(t) с длительностью каждого шага дискретизации, равной Т/n;

y_i-=const - уровень квантования аналогового сигнала y(t);

T-длительность элемента дискретного кода «1» и/или «0».

На приемной стороне многоканальной системы передачи и приема дискретных сигналов принятый аналоговый выходной сигнал приемника 6 y(t) квантуют с помощью квантователя 7 по уровню четным числом ступенек y_i квантования с уровнем квантования каждой ступеньки y_i превышающим шум квантования, последовательно n раз с шагом дискретизации Т/n, превышающим интервал времени задержки (инерционности) вычислительных средств приемника многоканальной системы передачи и приема дискретных сигналов. Квантованные слагаемые y_i принятого суммарного аналогового сигнала y(t) инвертируют в порядке их следования с выхода квантователя 7 для четных порядковых номеров i=2, 6, 10, …, n и для нечетных порядковых номеров i=1, 5, 9, …, n-3 с пропусками. Действие по инвертированию реализуют блоки инверторов 10 и 11. Инвертирующим свойством обладают типовые операционные усилители постоянного тока с коэффициентом их передачи, равным единице.

С помощью сумматоров 8 и 9 нечетных и четных слагаемых соответственно суммируют выходные сигналы инверторов - y_i и квантователя y_i отдельно для всех четных порядковых номеров i=0, 2, 4, …, n и отдельно для всех нечетных порядковых номеров i=1, 3, 5, …, n-1. Умножают умножителем 13 просуммированное значение четных квантованных слагаемых y_i=0, 2, 4, …, n принятого аналогового сигнала y(t) путем возведения в квадрат их суммарного значения и умножают умножителем 12 просуммированное значение нечетных квантованных слагаемых y_i=1, 3, 5, …, n-1 принятого аналогового сигнала y(t) путем возведения в квадрат их суммарного значения. Далее суммируют с помощью сумматора 14 на два входа полученные квадратичные значения четных и нечетных квантованных y_i слагаемых принятого аналогового сигнала y(t).

Выполняют расчетное действие, используя блок вычисления квадратного корня 15, множитель 16 и блок деления 17, согласно математическому выражению

где S - напряжение постоянного тока, равное сумме квадратичных значений четных и нечетных квантованных y_i слагаемых принятого аналогового сигнала y(t);

U - напряжение постоянного тока, тождественное модулю (амплитуде) гармонической составляющей разложения в ряд Фурье принятого аналогового сигнала y(t).

Далее сравнивают на входах блока порогового сравнения 18 напряжение постоянного тока U равное результату математического вычисления по формуле (2), с заданным n-м пороговым сигналом постоянного напряжения U_n. По результатам этого порогового сравнения формируют принятый дискретный сигнал элементарного двоичного кода «1» при выполнении условия

и формируют принятый дискретный сигнал элементарного двоичного кода «0», если имеет место неравенство вида:

Направляют сформированные с учетом неравенств (3) и (4) дискретные сигналы элементов двоичного кода «1» и «0» каждому из n получателей дискретного сигнала 19 в тактовые моменты времени, задаваемые генератором тактовых импульсов G. Работа генератора тактовых импульсов G на приемной стороне многоканальной системы передачи и приема дискретных сигналов синхронизирована аналогично работе такого же генератора тактовых импульсов G, установленного на передающей стороне этой многоканальной системы передачи и приема дискретных сигналов, а именно: синхронизирующими импульсами, вырабатываемыми либо высокостабильным генератором, либо путем использования синхронизирующих импульсов аппаратуры службы Единого времени, либо за счет назначения одного из n уплотняемых каналов выполнять функцию источника синхронизирующих импульсов.

Справедливость математического выражения (2) обоснуем, используя типовые приемы численного гармонического анализа Фурье исследуемого принятого аналогового сигнала y(t) как функции, составленной из ортогональных слагаемых

В выражениях (5) и (6) обозначено:

n=1, 2, …, n-порядковые номера индексов гармонических составляющих Фурье при разложении аналогового сигнала y(t) в тригонометрический ряд гармонических слагаемых Фурье;

Т - интервал времени наблюдения аналогового сигнала y(t), равный длительности передаваемых элементов двоичного кода «1» и «0», который формируется с помощью элемента манипуляции 5.

В результате числового гармонического анализа Фурье принятого аналогового сигнала y(t), при котором квантование по уровню исследуемой функции y(t) предлагается выполнить четным значением числа ступенек у- квантования при i=0, 1, 2, …, n, где i - порядковый номер (индекс) гармоник Фурье (5) и (6), при четном числе шагов дискретизации, равном n, и при условии, что Т=const, равным длительности элементов двоичного кода «1» и «0», имеем:

Выражение (7) запишем в виде суммы четных и нечетных i-ых слагаемых отдельно друг от друга как алгебраические слагаемые, сумма которых умножается на постоянный множитель

Аналогично методике вывода формул (8) и (7) найдем математическое выражение для вычисления синусоидальной гармонической составляющей Фурье:

Вместо известных трудоемких действий по интегрированию выражений (5) и (6) для определения ортогональных слагаемых Фурье (Корн Г., Корн Т. Справочник по математике для научных работников и инженеров. - М.: Наука, 1973. - 832 с.) предлагается в изобретении простое действие алгебраического сложения дискретных значений у анализируемого аналогового сигнала y(t). С учетом полученных формул (8) и (9) искомая амплитуда (модуль) C_i каждой гармонической составляющей Фурье анализируемого аналогового сигнала y(t), где i=0, 1, …, n, при разложении его в ортогональный ряд Фурье определяется с помощью выражения вида:

Запишем полученное выражение (10) отдельно для каждого индекса гармоники Фурье i=1, 2, 3, …, n, кроме i=0, в следующем порядке:

Из выражения (11) следует, что за счет простого в сравнении с известным типовым определением гармонических составляющих Фурье (Кожевников Н.И., Краснощекова Т.И., Шишкин Н.Е., Ряды и интеграл Фурье. - М.: Наука, -1964. - С. 22) предлагается в изобретении алгебраически складывать порознь отдельно друг от друга четные и отдельно нечетные составляющие квантованных по уровню ступенек y_i принятого аналогового сигнала y(t) при многоканальном способе передачи и приема дискретных сигналов и полученные результаты алгебраических сумм возводить порознь друг от друга в квадраты, что соответствует доказываемому в описании заявки на изобретение выражению (2).

Промышленная осуществимость изобретения обосновывается тем, что в нем для технической реализации предлагаемых материальных действий над материальными электромагнитными сигналами используются функциональные узлы и блоки, известные в аналоге и в ближайшем аналоге, по своему прямому функциональному назначению. В организации-заявителе изготовлен действующий образец модели устройства, реализующего заявленный способ многоканальной передачи и приема дискретных сигналов в 2016 году.

Положительный эффект от использования изобретения состоит в том, что повышается не менее чем на 20…30% пропускная способность ортогональной многоканальной передачи и приема дискретных сигналов за счет исключения защитных интервалов между ними при максимально полном использовании отведенных частотного и динамического диапазонов.