Способ оценки параметров канала в OFDM-системах

Предлагаемый способ относится к области радиотехники и может быть использовано в системах радиосвязи множественного доступа с ортогональными частотно-мультиплексированными сигналами (OFDM) для повышения точности оценки характеристик канала распространения.

В системах беспроводной связи модулированный радиочастотный сигнал, распространяясь от передатчика, может достигать приемника различными путями. В системах OFDM осуществляется разделение полосы частот рабочего диапазона канала связи на N ортогональных поддиапазонов, которые могут испытывать различные эффекты замирания (фединга), эффекты многолучевого распространения и могут, следовательно, характеризоваться различными комплексными коэффициентами передачи. При этом на приемной стороне наблюдается сложный сигнал, который представляет собой сумму копий передаваемого сигнала с различными неизвестными задержками, амплитудами и фазами.

Тенденция развития современных систем радиосвязи направлена в сторону увеличения скорости передачи информации, а также повышения надежности связи. Поэтому для выполнения высоких требований, предъявляемых к современным телекоммуникационным системам, при разработке приемных цифровых устройств, базирующихся на OFDM и работающих в условиях многолучевого распространения, необходимо качественное решение задачи синтеза алгоритма оценки параметров канала. Точность такого алгоритма является определяющим фактором качества работы системы.

Оценка состояния канала, как правило, осуществляется посылкой пилотных символов от передатчика и их измерением в приемнике. Среди наиболее известных алгоритмов оценки канала можно выделить метод максимального правдоподобия (MLE) (см. М. Morelli, U. Mengali. A Comparison of Pilot-Aided Channel Estimation Methods for OFDM Systems IEEE, Transactions on Signal Processing, vol.49, no.12 December 2001 pp. 3065-3073) [1] для оценки импульсной характеристики (ИХ) канала в OFDM-системах по пилот-символам. В соответствии описанной в работе [1] методике, оценка ИХ имеет вид

где D – квадратная матрица размерности L×L

где B – матрица размерностью N_p×L вида

где N_p – число пилот-символов в одном OFDM-символе, – положение n-го пилот-символа, L – длина канала (длина импульсной характеристики канала в отчетах), N – общее число поднесущих, Z – вектор значений комплексных огибащих пилот-символов.

В патенте RU 2359420 H04L 25/02 [2] рассмотрен способ оценки канала радиосвязи, в котором на первом этапе с помощью регрессии выполняется коррекция пилот-символов, а на втором – путем интерполяции первого порядка пилот-символов, выполняется коррекция модулированных данных, т.к. регрессия менее чувствительна к точности оценки пилот-символов, чем интерполяция.

Недостатком перечисленных известных способов является то, что разрешающая способность оценки амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) не выше, чем расстояние между отсчетами сигнала.

Наиболее близким аналогом по технической сущности к предлагаемому является способ оценки канала для системы связи OFDM, основанный на модификации метода наименьших квадратов, приведенный в патенте RU 2341023  H04B 17/00, по п. 1 формулы изобретения [3], принятый за прототип.

В способе-прототипе более эффективная оценка отклика беспроводного канала связи достигается за счет того, что полная полоса частот рабочего диапазона канала связи разбивается на группы поддиапазонов. Начальную оценку частотного отклика канала получают для первой группы поддиапазонов, исходя из передачи пилот-символа, принятого в поддиапазонах первой группы. Первая группа может включать в себя или все, или только подгруппу поддиапазонов, используемых для передачи данных. Затем оценку импульсного отклика канала получают, исходя из начальной оценки частотного отклика и первой матрицы дискретного преобразования Фурье (ДПФ) для поддиапазонов в первой группе. Затем получают улучшенную оценку частотного отклика для второй группы поддиапазонов, исходя из оценки импульсного отклика и второй матрицы ДПФ для поддиапазонов второй группы. Вторая группа может включать в себя или все, или только подгруппу используемых поддиапазонов, а также должна включать в себя, по меньшей мере, один дополнительный поддиапазон, не включенный в первую группу, если она не включает в себя все используемые поддиапазоны.

Анализ предложенных в [1], [2] и [3] решений показывает, что их недостатком является то, что они имеют разрешающую способность оценки амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) не выше, чем расстояние между отсчетами сигнала. Если временное положение луча, порожденного каналом, то есть отсчета импульсной характеристики (ИХ) канала, не совпадает с временным положением отсчета сигнала, то точность оценки АЧХ канала снижается.

На фиг. 1 и фиг. 2 в качестве примера представлены графики оценки АЧХ методом максимального правдоподобия совместно с истинной АЧХ канала для луча с задержкой, совпадающей с временным положением отсчета и не совпадающей для канала с 2 лучами.

Таким образом, анализируя недостатки известных решений, можно сделать вывод о том, что до сих пор не предложен алгоритм оценки характеристик канала распространения сигнала OFDM, обладающего и высокой разрешающей способностью, и учитывающего нестационарность канала. Сопоставительный анализ заявляемого способа с прототипом, а также другими техническими решениями в данной области техники не позволил выявить признаки, заявленные в отличительной части формулы изобретения.

Графические материалы, используемые для пояснения, представлены на следующих чертежах:

фиг. 1 – график оценки АЧХ методом максимального правдоподобия совместно с истинной АЧХ канала для луча с задержкой, совпадающей с временным положением отсчета для канала с 2 лучами;

фиг. 2 – график оценки АЧХ методом максимального правдоподобия совместно с истинной АЧХ канала для луча с задержкой, не совпадающей с временным положением отсчета для канала с 2 лучами;

фиг. 3 – последовательность действий, предшествующих оценке;

фиг. 4 – блок-схема алгоритма предлагаемой оценки;

фиг. 5 – результат моделирования предлагаемого метода оценки.

Задача предлагаемого технического решения – выполнение оценки АЧХ канала посредством оценки временного положения и комплексных амплитуд лучей, представляя импульсную характеристику канала в дискретном виде, и осуществляя ее при помощи суперразрешающего метода (MUSIC).

(Суперразрешающий метод (MUSIC) известен, см. например, в Steven M. Kay. Modern Spectral Estimation: theory & application).

Для решения поставленной задачи в способе оценки характеристик канала распространения в приемнике системы, использующей OFDM-сигналы, основанный на посылке пилотных символов от передатчика и измерении их в приемнике, согласно изобретению, оценку АЧХ канала производят посредством оценки временного положения и комплексных амплитуд лучей и выполняют при помощи суперразрешающего метода (MUSIC), при этом начальную оценку выполняют по последовательности пилотных символов с помощью метода наименьших квадратов (LS-оценка), строят корреляционную матрицу оценки, рассчитывают собственные векторы и собственные значения этой матрицы и производят расчет оценок временных положений лучей, выполняют оценку комплексных амплитуд лучей, строят оценку канала для всех точек, корректируют модулированные символы данных.

Основной отличительный признак предлагаемого технического решения состоит в использовании информации, содержащейся в системе собственных векторов корреляционной матрицы входных сигналов, при этом подпространство источников сигнала рассматривается как подпространство, натянутое на собственные векторы, соответствующие М наибольшим собственным значениям, а подпространство шума – как натянутое на остальные собственные векторы.

Предлагаемый способ осуществляется устройством, схема которого приведена на фиг. 3, где обозначено:

1 – антенна;

2 – преобразователь частоты;

3 – аналого-цифровой преобразователь (АЦП);

4 – цифровой сигнальный процессор (ЦСП).

Устройство содержит последовательно соединенные антенну 1, преобразователь частоты 2, АЦП 3 и ЦСП 4.

Работает устройство следующим образом.

Принятая реализация OFDM-сигнала поступает с антенны 1 на вход преобразователя частоты 2, в котором осуществляется перенос спектра в низкочастотную область, далее сигнал поступает на аналого-цифровой преобразователь 3, после которого на вход цифрового сигнального процессора 4 поступают отсчеты сигнала в виде синфазной и квадратурной составляющих. В цифровом процессоре осуществляются процедуры частотно-временной синхронизации, удаления защитного интервала и быстрое преобразование Фурье (БПФ), после чего переходят к процессу оценки характеристик канала.

Последовательность действий, которые предшествуют непосредственно процедуре оценки характеристик канала и могут быть выполнены на существующей современной элементной базе, например, в качестве преобразователя частоты использовать микросхему ADL5350, в качестве АЦП – микросхему AD7767, ЦСП – микросхему TMS320С6670.

Для оценки канала обработке доступен вектор данных во временной области. Обозначим его через . Обозначим через U длину БПФ, номера пилотных поднесущих через , .

Задача оценки канала состоит в том, что по принятому OFDM-символу X[u] необходимо произвести оценку ЧХ канала . После этого оценка будет применена к пилотному символу (пилот-символу) по правилу

На фиг. 4 представлена блок-схема алгоритма этой оценки.

Рассмотрим последовательно процедуру этой оценки.

В программном модуле 5 проводится оценка канала в пилотных точках методом наименьших квадратов (Hls-оценка):

где – заранее известные приёмной стороне значения пилотов на соответствующих поднесущих.

Количество оцениваемых лучей Lest считается известным.

В программном модуле 6 для расчета корреляционной матрицы задается окно усреднения WIND такое, чтобы разность длины вектора и окна WIND была больше, чем предполагаемое количество лучей

Затем строятся матрица размером по формуле

и матрица размером так, что у неё стоят единицы на побочной диагонали, а все остальные элементы равны нулю. Далее строится автокорреляционная матрица по формуле

В программном модуле 7 рассчитываются собственные значения матрицы Rxx и записываются в действительный вектор , . Собственные вектора матрицы Rxx будут записаны в матрице по столбцам. То есть вектор W[m] будет собственным для матрицы Rxx если

для фиксированного значения .

После расчёта собственных значений и собственных векторов следует выделить Lest наибольших собственных значений. Выписываются Lest собственных векторов, соответствующих Lest наибольшим собственным значениям в матрицу :

Символ во втором аргументе означает, что используются не первые Lest собственных векторов, а Lest собственных векторов, соответствующие Lest наибольшим собственным значениям.

В программном модуле 8 задаются три временных параметра: длина интервала наблюдений

а также максимальное и минимальное значения временных положений лучей Tmin и Tmax, где fs – частота дискретизации, а Nfft – длина БПФ.

Задаётся количество точек дискретизации априорного интервала возможных значений временных положений лучей , которое можно задавать через шаг дискретизации

Разрешающая способность оценки временного положения составляет половину шага дискретизации .

Производится расчёт таблицы размером

Далее рассчитывается действительный массив для каждого значения nn=0,…,NN-1

Теоретически, значения массива лежат на отрезке и могут выходить из него только за счёт ошибок дискретизации. Причём, в случае отсутствия шума и при бесконечно малом шаге дискретизации (то есть, при ), значения , для которых выполняется условие

соответствуют временным положениям лучей. В случае наличия шума, оценкам временных положений лучей будут соответствовать положения ярко выраженных максимумов массива . Условие яркой выраженности максимумов необходимо учитывать, используя субъективный подход.

Обозначим индексы Lest наибольших ярко выраженных максимумов через . Значения оценок временных положений лучей в секундах

Задания оценок временных положений лучей в отсчётах

На этом оценка временных положений лучей закончена.

На этапе оценки комплексных амплитуд лучей (программный модуль 9) известны оценка количества лучей Lest, оценки временных положений лучей , и LS-оценка канала, построенная по пилот-символам. Оценка амплитуд лучей производится в соответствии с методом максимального правдоподобия. Комплексную амплитуду l-го луча обозначим

На этапе построения оценки канала для всех точек (блок 10) известны оценки Lest, и . Одномерная оценка ЧХ канала строится по формуле

где – номера поднесущих, используемых для передачи всего сигнала.

В программном модуле 11 производится учёт оценки канала по правилу

Эффективность предложенного решения была проверена в процессе моделирования. При моделировании были выбраны следующие параметры:

- размер OFDM-символа (длительность ДПФ) – 2048;

- количество пилот-символов – 128;

- истинное количество лучей канала – 2 или 3;

- временное положение луча не обязательно совпадает с временным положением отсчета сигнала;

- частота дискретизации – 48 КГц;

- окно усреднения WIND – 32;

- количество точек дискретизации априорного интервала возможных значений временных положений лучей – 10000.

На фиг. 5 показан вид АЧХ в пилотных точках истинного канала и канала после оценки сверхразрешающим методом. Как видно из фиг. 5, предлагаемый алгоритм позволяет выполнить оценку АЧХ канала посредством оценки временного положения лучей для случая, когда временное положение луча не совпадает с временным положением отсчета сигнала.

Таким образом, в предлагаемом способе, в отличие от уже известных способов, оценка АЧХ канала происходит не только по пилот-символам в точках, соответствующих отсчетам сигнала, а дополнительно с высокой разрешающей способностью выполняется оценка временного положения и амплитуд лучей с использованием всех априорных знаний, а также информации, содержащейся в системе собственных векторов корреляционной матрицы входных сигналов, с максимальной эффективностью.