Способ выделения сигнала с модуляцией частотным сдвигом с использованием квадратурных составляющих и компенсацией комбинационных составляющих

Изобретение относится к радиотехнике и может найти применение в средствах связи.

Известны способы, которые реализуются устройствами подавления широкополосных помех, описанные в патентах RU 2115234, H04B 1/10, RU 2143783, H04B 1/10, RU 2190297 H04B 1/10, недостатком которых является невысокая степень подавления помех.

Известен способ выделения сигналов в условиях наличия помех, описанный в патенте RU № 2675386 H04B 1/10, недостатком которого является его невысокая эффективность при использовании многочастотного сигнала.

Известны амплитудная и угловая модуляции, описанные в учебном пособии «Основы теории радиотехнических систем. Учебное пособие. // В. И. Борисов, В. М. Зинчук, А. Е. Лимарев, Н. П. Мухин. Под ред. В. И. Борисова. Воронежский научно-исследовательский институт связи, 2004.», стр. 165 – 168, 170 – 174 соответственно, недостатком которых является невысокая эффективность в условиях воздействия помех.

Известны способы цифровой обработки сигналов: с амплитудно-импульсной модуляцией (ASK), квадратурной амплитудной модуляцией (QAM), модуляцией фазовым сдвигом (PSK), описанные в книге «Прокис Джон, «Цифровая связь». Пер. с англ./Под ред. Д. Д. Кловского. – М.: Радио и связь. 2000, стр.: 148 – 152, соответственно, недостатком которых является низкая эффективность в условиях воздействия помех.

Наиболее близким аналогом по технической сущности к предлагаемому является способ, который заключается в использовании модуляции с ортогональным частотным сдвигом (FSK) (мультиплексирование (уплотнение) с ортогональным частотным делением каналов (OFDM)) и выделения сигнала с использованием оптимального максимума правдоподобия детектора описанный в книге «Прокис Джон, «Цифровая связь». Пер. с англ./Под ред. Д. Д. Кловского. – М.: Радио и связь. 2000, стр. 141, 208, 219-221, 593-596, принятый за прототип.

Способ-прототип заключается в следующем.

При использовании способа модуляции с частотным сдвигом формируют M ортогональных сигналов равной энергии. Данные сигналы различаются по частоте

S_m(t)= cos(2πf_ct+2πmΔft). (1)

Здесь: m=1,2,…,M;

0≤t ≤T;

– энергия сигнала;

T – период изменения сигнала, соответствующий минимальному значению частоты спектра сигнала;

f_c – частота сигнала;

Δf – частотный сдвиг между сигналами.

Эквивалентный низкочастотный сигнал определяют в виде

S_tm(t)= e^j2πmΔft, m=1,2,…,M, 0≤t ≤T. (2)

Эти формы сигналов характеризуются равной энергией и коэффициентом взаимной корреляцией, вещественная часть которого равна

ρ_r= Re(ρ_km)=(sin(2πt(m-k)Δf))/(2πt(m-k)Δf)), (3)

Re(ρ_km)=0, когда Δf=1/(2T) и m ≠ k.

Поскольку случай │m-k│=1 соответствует соседним частотным интервалам, то Δf=1/(2T) представляет минимальную величину частотного разноса между смежными сигналами для ортогональности M сигналов.

На вход приемника поступает аддитивная смесь сигнала и помехи

U =U_s + U_p (4)

где: U_s – сигнал, сформированный с использованием модуляции с частотным сдвигом;

U_p – помеха.

После умножения на соответствующие опорные сигналы S_оп.i в блоках умножения и интегрирования интеграторами на выходах интеграторов образуется результат преобразования сигнала и помехи, т.е. умножения на опорный сигнал и интегрирования (корреляционные метрики):

K_isU_s, + K_ipU_p, (5)

где K_is, K_ip - коэффициенты преобразования сигнала и помехи соответственно, зависящие от вида используемой системы ортогональных функций.

В устройстве выбора по максимуму выбирается сигнал, соответствующий наибольшей корреляционной метрике.

Недостатком способа-прототипа является недостаточно высокая эффективность в условиях воздействия помех, которая объясняется широким спектром сигнала и большим уровнем шума преобразования.

Задача предлагаемого способа – повышение эффективности выделения сигнала в условиях воздействия помех за счет уменьшения ширины спектра сигнала и снижения уровня шума преобразования.

Для решения поставленной задачи в способе выделения сигнала с модуляцией частотным сдвигом с использованием квадратурных составляющих и компенсацией комбинационных составляющих, заключающемся в том, что формируют сигнал, состоящий из нескольких гармонических сигналов, с использованием модуляции с частотным сдвигом (FSK), после умножения на соответствующие опорные сигналы (на синусную или косинусную составляющую) в блоках умножения образуется результат преобразования сигнала и помехи, согласно изобретению, устанавливают заранее значения частотных сдвигов между соседними сигналами (поднесущими) так, что значение разности любой пары частот не превосходит значения частоты, для которой разность амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) фильтра нижних частот (ФНЧ) и полосового фильтра становится меньше некоторой заранее заданной величины, число используемых частот N_f устанавливают заранее, аддитивную сумму сигнала и помехи разветвляют на n составляющих, причем n= N_f, после умножения аддитивной суммы сигнала и помехи на косинусную (синусную) или синусную (косинусную) составляющие в соответствующих блоках умножения, обработку результатов умножения осуществляют одинаково в соответствующих линейках – каждый из полученных сигналов разветвляют на две одинаковые составляющие, первую составляющую фильтруют ФНЧ, полоса которого согласована с полосой сигнала, одновременно вторую составляющую фильтруют полосовым фильтром, полосу пропускания которого выбирают так, что верхняя частота полосового фильтра соответствует верхней частоте сигнала, нижнюю частоту полосового фильтра устанавливают максимально близкой к нулевому значению, выбор ФНЧ и полосового фильтра осуществляют с идентичными в максимальной степени фазочастотными характеристиками и так, что АЧХ полосового фильтра в области частот близких к нулю имеет максимально возможную крутизну, в области частот, начиная со значения, для которого разность значений АЧХ ФНЧ и полосового фильтра становится меньше некоторой заранее заданной величины, обеспечивают идентичность их АЧХ в максимальной степени, сигналы, прошедшие ФНЧ и полосовой фильтр, вычитают один из другого, результат вычитания преобразуют в цифровой вид в соответствующих аналого-цифровых преобразователях (АЦП), по данным значениям, соответствующим синусной и косинусной составляющей одной частоты, определяют спектральную плотность (СП) для каждой поднесущей путем извлечения квадратного корня из суммы их квадратов и запоминают эти значения, пропорциональные амплитуде сигналов, из полученных значений находят СП с максимальным значением, определяют значение порога путем умножения найденного максимального значения СП на коэффициент, значение которого устанавливают заранее, полученные значения СП сравнивают с порогом, по результатам сравнения делают вывод о наличии или об отсутствии сигнала с соответствующей частотой.

Предлагаемый способ заключается в следующем.

Сигналы формируют как сумму n гармонических сигналов (поднесущих) с различными частотами с использованием модуляции частотным сдвигом с (FSK). Значения соседних частот отличаются на некоторую величину Δf_ij.

Здесь i, j – номера соседних частот, j= i+1.

Значения частотных сдвигов устанавливают так, что значение разности любой пары частот не превосходит значения частоты (F_р) (см. фиг.1), для которой разность амплитудно-частотной характеристика ФНЧ и полосового фильтра становится меньше некоторой заранее заданной величины.

Опорные частоты формируют с теми же значениями, что и гармонические сигналы.

Число гармонических сигналов n, используемых при формировании сигнала, значения частотных сдвигов между сигналами определяют на этапе разработки экспериментальным путем или методом математического моделирования как значения, обеспечивающие максимальную степень помехоустойчивости при заданном уровне скорости обмена данными.

После умножения аддитивной суммы сигнала и помехи на синусную (косинусную) и на косинусную (синусную) составляющие всех опорных частот в блоках умножения образуются результаты преобразования сигнала и помехи, обработку которых осуществляют одинаково.

Каждый из полученных сигналов разветвляют на две одинаковые составляющие, первую составляющую фильтруют фильтром нижних частот, полоса которого согласована с полосой сигнала, одновременно вторую составляющую фильтруют полосовым фильтром, полоса пропускания которого выбирается так, что верхняя частота полосового фильтра соответствует верхней частоте сигнала, нижнюю частоту полосового фильтра устанавливают равной некоторому заранее заданному значению, которое устанавливают максимально близкой к нулевому значению.

Выбор ФНЧ и полосового фильтра осуществляют с идентичными в максимальной степени фазочастотными характеристиками и так, что амплитудно-частотная характеристика полосового фильтра в области частот близких к нулю (0 – Fр, см. фиг.1) имеет максимально-возможную крутизну, в области частот, начиная со значения, для которого разность значений АЧХ ФНЧ и полосового фильтра становится меньше некоторой заранее заданной величины (Fр - Fс, см. фиг.1) обеспечивают идентичность их АЧХ в максимальной степени.

Сигналы, прошедшие ФНЧ и полосовой фильтр, вычитают один из другого в каждой параллельной цепи, соответствующей какой-либо квадратурной составляющей (блоку умножения).

Полученные сигналы преобразуют в цифровой вид в соответствующих аналого-цифровых преобразователях (АЦП). По данным значениям, соответствующим синусной и косинусной составляющей одной частоты, определяют спектральную плотность (СП) для каждой поднесущей путем извлечения квадратного корня из суммы их квадратов и запоминают эти значения, пропорциональные амплитуде сигналов (см. например, Функциональный контроль и диагностика электротехнических систем и устройств по цифровым отсчетам мгновенных значений тока и напряжения. /под редакцией Е.И. Гольдштейна - Томск: Изд. «Печатная мануфактура», 2003, с.92-94).

Из полученных значений находят СП с максимальным значением. Определяют значение порога путем умножения найденного максимального значения СП на коэффициент, значение которого устанавливают заранее.

Значение данного коэффициента определяют на этапе разработки экспериментальным путем или методом математического моделирования как значение, обеспечивающее максимальное значение вероятности правильного обнаружения сигналов, при условии, что уровень ложной тревоги, т.е. принятия решения о наличии сигнала при его отсутствии, не превышает заданный уровень.

Полученные значения СП сравнивают с порогом, по результатам сравнения делают вывод о наличии или об отсутствии сигнала с соответствующей частотой.

Проведено моделирование процесса обнаружения многочастотного сигнала с использованием модуляции частотным сдвигом с использованием квадратурных составляющих и компенсацией комбинационных составляющих в условиях наличия помех типа аддитивного белого гауссовского шума (АБГШ).

Помеха при моделировании представлена в виде АБГШ, т.е. совокупности гармонических колебаний со случайными значениями амплитуд (U_pi) и фаз (ϕ_pi), которые распределены по нормальному (амплитуды) и равномерному (фазы) законам (см., например, учебное пособие «Основы теории радиотехнических систем». Учебное пособие. //В.И. Борисов, В.М. Зинчук, А.Е. Лимарев, Н.П. Мухин. Под ред. В.И. Борисова. Воронежский научно-исследовательский институт связи, 2004., стр. 51)

U=, (6)

где: ω_pi, ρ_pi, – частота, фаза и амплитуда i-ой составляющей помехи, соответственно;

Nsp – число гармонических составляющих помехи, используемых для ее представления.

Частоты составляющих помехи моделировались как случайные величины, значения которых распределены по равномерному закону в полосе сигнала.

Отсчеты шума являются независимыми случайными величинами.

Результаты оценки эффективности предлагаемого способа получены методом математического моделирования на ЭВМ с использованием системы MATLAB.

При моделировании использовались следующие исходные данные:

– число реализаций – 1000;

– число составляющих помех – 1000;

– число гармонических сигналов – 8;

– значения частот гармоник (в условных единицах): 10,0; 10,1; 10,2; 10,3; 10,4; 10,5; 10,6; 10,7;

– амплитуда гармонических сигналов – 1;

– число отсчетов за период – 2;

– число периодов – 5;

– амплитуда помехи – 26.0;

– значение порога для амплитуды сигналов – 5.7;

– частота дискретизации – 1;

– коэффициент компенсации комбинационных составляющих в области частот, где АЧХ полосового фильтра близка к АЧХ ФНЧ – 0.95;

– коэффициент компенсации комбинационных составляющих в области частот близких к нулевому значению, где крутизна АЧХ полосового фильтра максимальна, рассчитывается при условии, что в данном случае АЧХ полосового фильтра имеет линейную зависимость.

Результаты моделирования процесса принятия решения о наличии сигнала для предлагаемого способа получены следующие: для отношения мощностей помехи к мощности сигнала 6,7 и вероятности ложной тревоги 10^-3 вероятность принятия правильного решения о наличии сигнала составляет не менее 0,999 для каждой частотной составляющей сигнала.

При моделировании способа-прототипа для сигналов с OFDM установлены следующие значения частот гармоник (в условных единицах): 1; 2; 3; 4; 5; 6; 7; 8.

По результатам моделирования установлено, что для способа-прототипа вероятность ложной тревоги равной 10^-3, вероятность принятия правильного решения о наличии сигнала равной 0,999, обеспечивается при отношении мощностей помехи и сигнала равным 1.

Таким образом, эффективность предлагаемого способа по показателю отношения мощностей помехи и сигнала превышает эффективность способа-прототипа практически в 6,7 раз. При этом отношение ширины полосы сигнала для рассматриваемого способа (0,7) к полосе сигнала, используемого для способа-прототипа (7) составляет 0,1. То есть чувствительность приемника средства связи, в котором реализован предлагаемый способ, в 10 раз выше чувствительности приемника средства связи, в котором реализован способ-прототип.

Таким образом, эффективность предлагаемого способа по показателю отношение мощностей помехи и сигнала превышает эффективность способа-прототипа практически в 67 раз.

Из того факта, что для реализации предлагаемого способа достаточно использовать два отсчета за период, а для способа-прототипа не менее 10 – 15 отсчетов за период и то, что значение верхней частоты спектра сигнала с OFDM значительно превышает значение верхней частоты спектра сигнала, используемого в предлагаемом способе, следует, что скорость обмена информацией при использовании предлагаемого способа значительно превышает скорость обмена информацией, которая может быть обеспечена при использовании способа-прототипа.

Структурная схема устройства, реализующего предлагаемый способ, приведена на фиг. 2, где обозначено:

1.1 – 1.n – блоки умножения с первого по n-ый;

2.1 – 2.n – фильтр нижних частот (ФНЧ) с первого по n-ый;

3.1 – 3.n – устройства вычитания с первого по n-ый;

4.1 – 4.n – аналого-цифровые преобразователи (АЦП) с первого по n-ый;

5.1 – 5.n – полосовые фильтры с первого по n-ый;

6 – вычислительное устройство (ВУ).

Устройство содержит n параллельных линеек, каждая из которых состоит из соответствующих последовательно соединенных блоков умножения 1.1-1.n, ФНЧ 2.1-2.n, устройств вычитания 3.1 - 3.n, АЦП 4.1 - 4.n, а также полосовых фильтров 5.1 - 5.n, входы которых соединены с выходами соответствующих блоков умножения 1.1-1.n, выходы полосовых фильтров 5.1 - 5.n соединены со вторыми входами соответствующих устройств вычитания 3.1 - 3.n. Выходы АЦП 4.1 - 4.n соединены с входами вычислительного устройства 6 с первого по n-ый соответственно, выход которого является выходом устройства. Входы блоков умножения 1.1-1.n объединены и являются входом устройства. Вторые входы блоков умножения 1.1-1.n являются входами напряжения соответствующих опорных сигналов.

Устройство работает следующим образом.

Сигналы формируют как сумму n гармонических сигналов (поднесущих) с различными частотами с использованием модуляции частотным сдвигом. Значения соседних частот отличаются на некоторую величину Δf_ij.

Здесь i, j – номера соседних частот, j= i+1.

Значения частотных сдвигов устанавливают так, что значение разности любой пары частот не превосходит значения частоты (F_р) (см. фиг.1), для которой разность амплитудно-частотной характеристика ФНЧ и полосового фильтра становится меньше некоторой заранее заданной величины.

Опорные частоты формируют с теми же значениями, что и гармонические сигналы.

Число гармонических составляющих n, используемых при формировании сигнала, значения частотных сдвигов между сигналами определяют на этапе разработки экспериментальным путем или методом математического моделирования как значения, обеспечивающие максимальную степень помехоустойчивости при заданном уровне скорости обмена данными.

Для обработки одной поднесущей используют две линейки устройства. То есть, если используют k поднесущих, то число линеек равно

N=2k.

Принятую аддитивную смесь сигнала и помехи подают на первые входы блоков умножения 1.1-1.n, на вторые входы которых подают соответствующие опорные сигналы, например,

U_оп1=sin(x);

U_оп2=cos(x).

U_оп(n-1)=sin(x);

U_опn=cos(x).

Результат умножения сигнала и помехи на опорные сигналы разветвляют на две одинаковые составляющие. Первую составляющую фильтруют ФНЧ 2.1 – 2.n, полоса каждого из которых согласована с полосой сигнала. Одновременно вторую составляющую фильтруют полосовыми фильтрами 5.1 – 5.n, полоса пропускания каждого из которых выбирается так, что верхняя частота полосовых фильтров 5.1 – 5.n соответствует верхней частоте сигнала, нижнюю частоту полосового фильтра устанавливают максимально близкой к нулевому значению.

Выбор ФНЧ 2.1 – 2.n и полосовых фильтров 5.1 – 5.n осуществляют с идентичными в максимальной степени фазочастотными характеристиками и так, что АЧХ полосовых фильтров в области частот близких к нулю имеет максимально возможную крутизну, в области частот, начиная со значения, для которого разность значений АЧХ ФНЧ 2.1 – 2.n и полосовых фильтров 5.1 – 5.n становится меньше некоторой заранее заданной величины ((F_р), обеспечивают идентичность их АЧХ в максимальной степени (иллюстративный пример приведен на фиг. 1).

Сигналы, прошедшие ФНЧ 2.1 – 2.n и полосовые фильтры 5.1 – 5.n, вычитают соответственно один из другого. То есть, из сигнала первого ФНЧ 2.1 вычитают сигнал первого полосового фильтра 5.1, из сигнала второго ФНЧ 2.2 вычитают сигнал второго полосового фильтра 5.2 и т.д.

Полученные сигналы преобразуют в цифровой вид в соответствующих АЦП 4.1 – 4.n. Данные сигналы в цифровом виде подают в ВУ 6.

В вычислительном устройстве 6 по данным значениям, соответствующим синусной и косинусной составляющей одной частоты, определяют спектральную плотность (СП) для каждой поднесущей путем извлечения квадратного корня из суммы их квадратов (см. например, Функциональный контроль и диагностика электротехнических систем и устройств по цифровым отсчетам мгновенных значений тока и напряжения. /под редакцией Е.И. Гольдштейна - Томск: Изд. «Печатная мануфактура», 2003, с.92-94) и запоминают эти значения, пропорциональные амплитуде сигналов.

Из полученных значений находят СП с максимальным значением. Определяют значение порога путем умножения найденного максимального значения СП на коэффициент, значение которого устанавливают заранее.

Значение данного коэффициента определяют на этапе разработки экспериментальным путем или методом математического моделирования как значение, обеспечивающее максимальное значение вероятности правильного обнаружения сигналов, при условии, что уровень ложной тревоги, т.е. принятия решения о наличии сигнала при его отсутствии, не превышает заданный уровень.

Полученные значения сумм сравнивают с порогом, по результатам сравнения делают вывод о наличии или об отсутствии сигналов с соответствующей частотой.

Результаты моделирования процесса обнаружения многочастотного сигнала с использованием модуляции частотным сдвигом и компенсацией комбинационных составляющих в условиях наличия помех типа аддитивного белого гауссовского шума (АБГШ) приведены выше.

Блоки умножения 1.1 – 1.n могут быть выполнены, например, в виде смесителя (см., например, учебное пособие «Основы теории радиотехнических систем». Учебное пособие. //В.И. Борисов, В.М. Зинчук, А.Е. Лимарев, Н.П. Мухин. Под ред. В.И. Борисова. Воронежский научно-исследовательский институт связи, 2004», стр. 186 – 189).

АЦП 4.1 – 4.n могут быть выполнены, например, на микросхеме AD7495BR фирмы Analog Devices.

Вычислительное устройство 6 может быть выполнено, например, в виде единого микропроцессорного устройства с соответствующим программным обеспечением, например процессора серии TMS320VC5416 фирмы Texas Instruments, или в виде программируемой логической интегральной схемы (ПЛИС) с соответствующим программным обеспечением, например ПЛИС XCV400 фирмы Xilinx.

Таким образом, заявляемый способ может быть реализован описанным устройством.