Результат интеллектуальной деятельности: СПОСОБ РАДИОСВЯЗИ

Изобретение относится к способам радиосвязи, и в частности, к способам радиосвязи объектов и центра охраны, в которых объекты охраны (OO) передают пакеты сигналов о состоянии датчиков каждого OO в центр охраны (ЦО) на частотно-временных позициях, выбираемых в общей полосе частот радиоканала по псевдослучайному закону (TFH - time-frequency hopping). Приемник сигналов преобразует сигналы из частотной области во временную при помощи инверсного быстрого преобразования Фурье (IFFT, далее - БПФ).

Известные из научно-технической и патентной литературы способы используют частотно-модулированные сигналы (ЧМ) вследствие трудности реализации фазовой демодуляции сигналов БПФ в условиях высокой нестабильности несущих частот передатчиков OO.

Наиболее близким к предлагаемому является способ радиосвязи, использованный в аппаратуре «RS-202» с ЧМ, который был озвучен в докладе по совместной работе авторов (см. Брауде-Золотарев Ю.М., Давыдов Ю.Л., Косарев С.А., Шептовецкий А.Ю. Доклад «Помехоустойчивость радиосетей технических средств охраны»/Материалы четвертой научно-технической конференции «Международный форум информатизации»: МИРЭА, МТУСИ, 25-28 октября 2005 г., с.95-98).

В аппаратуре RS-202 нестабильность частот несущих (около 4-5 кГц) многократно превышает шаг сетки частот БПФ - 50 Гц. Интервал символа - 20 мс, шаг анализа БПФ - 5 мс.

Зарубежным аналогом предложенного способа является техническое решение по патенту US №6870875, Н04В 1/69, 22.03.2005.

Недостатками известных технических решений является низкая помехоустойчивость приема сигналов с ЧМ и избыточная частотная полоса сигналов с ЧМ.

Задачей настоящего изобретения является повышение помехоустойчивости приема путем применения двухпозиционной (ФМ-2) и четырехпозиционной (ФМ-4) фазовой модуляции, а также уменьшение полосы частот сигналов и увеличение количества пакетов, которые можно передавать в ограниченной полосе частот.

Для решения этих задач предложен способ радиосвязи, согласно которому несколько передатчиков (два, три, четыре и более) передают приемнику (можно использовать также ряд приемников) в общем радиоканале пакеты модулированных сигналов на частотно-временных позициях, выбираемых по псевдослучайному закону, а их прием осуществляют при помощи быстрого преобразования Фурье. При этом для уменьшения полосы частот и повышения помехоустойчивости приема передаваемые сигналы вместе с преамбулами модулируют двумя позициями фазы, сдвинутыми на 180°, а на приеме по компонентам сигнала каждой точки быстрого преобразования Фурье на каждом интервале символа сигнала, сдвигаемом последовательно с шагом, меньшим интервала, определяют первые и вторые разности соседних шагов в последовательности фаз, модуляционные фазовые сдвиги и сдвиги от частотной и фазовой погрешностей несущих частот сигналов, компенсируют частотные и фазовые погрешности, устанавливают по преамбуле корреляционным приемником тактовую синхронизацию, ограничивают фильтрацией шумовую полосу сигнала и демодулируют сигнал.

Способ можно улучшить, добавляя при модуляции информационного сигнала к синфазной компоненте (0°, 180°) квадратурную (90°, 270°) компоненту, получая четыре позиции фазы (ФМ-4), а в приемнике для сигналов каждой точки быстрого преобразования Фурье устанавливают по преамбуле тактовую синхронизацию синфазной и квадратурной компонент сигнала, фильтруют и демодулируют синфазную и квадратурную компоненты сигнала.

Возможность осуществления предложенного способа и его реализация показаны на примерах функциональных схем устройств, реализующих предлагаемый способ, представленных на фиг.1-3.

Фиг.1 - Передатчики OO и приемник ЦО.

Фиг.2 - Демодулятор сигнала ФМ-2.

Фиг.3 - Демодулятор сигнала ФМ-4.

На фиг.1 представлены передатчики OO (1) и приемник (2) ЦО пакетов. Передатчики (1) могут быть выполнены любым известным способом. В приемнике (2) блок обработки спектра (3) переносит групповой спектр в область базовых частот БПФ, преобразует его в цифровые отсчеты с шагом отсчетов, не превышающим 1/4 интервала символа, сохраняет эти отсчеты в буферной памяти на интервале символа и заменяет на каждом шаге самый старый отсчет новым. Блок (4) инверсного БПФ на каждом шаге осуществляет на интервале символа анализ общего спектра и преобразует сигналы всех пакетов OO из частотной области во временную. Групповой входной фильтр БПФ имеет коэффициент полосы по уровню -3 дБ около 2. Удвоенная полоса необходима для анализа сигналов с максимальной погрешностью несущей частоты относительно ближайшей точки БПФ, равной половине шага сетки частот БПФ. В каждой точке сетки частот блок (4) БПФ выдает комплексные числа - векторы сигнала V=s·exp(jp), где s - амплитуда, p - фаза, в виде двух компонент b+ja: синфазной - b=s·cos(p) и квадратурной - а=s·sin(p).

Блок демодуляторов сигналов ФМ (5) компенсирует частотную и фазовую погрешности сигналов всех компонент сетки частот БПФ, синхронизирует каждый сигнал по тактам, демодулирует его и выдает в блок обработки (6). Блок обработки (6) вычисляет частотно-временные позиции демодулированных пакетов, сравнивает их с позициями ведомых генераторов случайных чисел, блокирует ложные пакеты, чьи позиции отличаются от ожидаемых, и выдает принятые пакеты.

На фиг.2 представлен пример построения демодулятора компонент сигналов ФМ-2 для одной точки БПФ блока (5) фиг.1. Анализатор (7) вычисляет на каждом шаге по квадратурной а и синфазной b компонентам БПФ амплитуду s=(b²+a²)^1/2 и фазу р сигнала каждой точки. Вычислительная модель устройства (далее - модель) определяет фазы р по таблице тангенсов tg(p) с циклом N цифровой дискретной метрики. В первой модели N=128 зон. Границы зон заданы снизу углами (360°/128)·р, где р - номер зоны. В модели можно установить другие количество и границы зон. При обращении к таблице (см. ниже), следует учитывать знаки и модули проекций и :

Сектор Зоны Знаки а, b Модули 1 0-15 (+, +) . 2 16-31 (+, +) 3 32-47 (+, -) . 4 48-63 (+, -) . 5 64-79 (-, -) 6 80-95 (-, -) . 7 96-111 (-, +) . 8 112-127 (-, +) .

В зонах, где (секторы 1, 4, 5, 8) используем и таблицу tg(p). В других зонах используем и ту же таблицу с учетом того, что ctg(p)=tg(31-р), что соответствует ctg(p)=tg(90°-р) в градусной метрике.

Анализатор (7) формирует также оценку средней на нескольких (4-8) интервалах символов амплитуды s_cp(i) и первый признак ненадежности v(i)=1, если отношение амплитуды сигнала текущего шага к средней амплитуде s(i)/s_cp(i) лежит вне установленных пределов. В первой модели установлены пределы 0,5-2,0. Слабые амплитуды обычно возникают вблизи перехода амплитуды сигнала ФМ-2 через 0, а сильные - от импульсных помех. Анализатор (7) выдает на каждом шаге сигналы s(i), p(i) и v(i).

Блок оценки частоты (8) хранит последовательность фаз p(i) на интервале символа, обновляет память новыми фазами, вычисляет последовательности первых разностей фаз: d1=p2-p1, d2=р3-р2,... d(i)=p(i+1)-pi,... и вторых разностей фаз: e1=d2-d1, e2=d3-d2,... e(i)=d(i+1)-d(i),... Здесь и далее все вычитания и суммирования проводим, если не оговорено иное, по модулю количества зон в цикле N=128.

Например: 23-49=102, 115+44=31.

Без шумов и без модуляции первые разности фаз d(i) соответствуют дискретным оценкам частотной погрешности f(i) несущей относительно ближайшей точки БПФ на шаге анализа и лежат в пределах от 112 до 15 (+-45°). Модуляционные переходы (180° или 64 зоны) смещают первые разности фаз d(i) в область от 48 до 79 и поэтому они для оценок частоты непригодны. Вторые разности на участках без модуляции равны нулю, а при переходах фазы они равны 64.

При воздействии шума вторые разности отличаются и от 0 и от 64. В модели для сильных шумов принимаем, что модуляционный переход есть и М=1, если 96>e(i)>31 (270°>e(i)>90°), а иначе - М=0. В модель можно вводить порог h, уменьшающий каждую область решения на 2h «встречным» сдвигом обеих ее границ на h и формировать второй сигнал ненадежности w(i)=1, если вторые разности фаз лежат за пределами уменьшенных областей решения. При h=16 принимаем, что М=1, если 80>e(i)>47 и М=0, если 15>e(i)>112. Блок (8) выдает оценки частотной погрешности f(i)=d(i)+64·М в фильтр (9). Добавление 64 при М=1 к разности фаз d(i) эквивалентно «ремодуляции» - устранению модуляции в аналоговых демодуляторах ФМ-2. К состоянию двоичного счетчика L(i) блока оценки частоты (8) на каждом шаге добавляем М по модулю 2 и получаем первую оценку демодулированного сигнала L(i+1)=L(i)⊕М, которая поступает в коррелятор 10. Оценка имеет пониженную помехоустойчивость из-за увеличенной в два раза полосы группового фильтра БПФ блока 4, а также из-за увеличения шумов при вычитаниях. В оценке L(i+1) возможна «обратная работа» - модуляционные символы «1» могут превратиться в символы «0», а символы «0» - в «1».

Фильтр (9) «очищает» оценку погрешности частоты f(i) от шума и выдает среднюю частотную погрешность f_cp(i) в компенсатор частотной погрешности (11). Фильтр (9) можно выполнить любым известным способом - рекурсивным или не рекурсивным. В модели работает рекурсивный фильтр 1-го порядка с шагом 5 мс и «постоянной времени» t=40 мс (8 шагам), с полосой около 4 Гц. Любой сигнал ненадежности: первый v(i) - от блока (7) или второй w(i) - от блока (8) останавливает фильтр (9) и его выход сохраняет предыдущее состояние f_cp(i) в течение всех шагов остановки.

В корреляторе (10) внутренний фильтр устраняет двойную избыточность полосы БПФ, обнаруживает по сигналу L(i+1) синхронизирующую преамбулу, передаваемую в начале пакета, выделяет на интервале символа тактовую синхронизацию «С», соответствующую шагу с максимальным выходным сигналом коррелятора, которая обеспечивает максимальную помехоустойчивость. Выбрана преамбула 1111000010011010, которая вдвое короче, чем у прототипа с ЧМ вследствие лучшей помехоустойчивости приема ФМ-2. Коррелятор (10) устраняет по преамбуле «обратную работу» и выдает первый демодулированный сигнал D1.

Описанные узлы образуют простейший вариант устройства, реализующего предложенный способ, помехоустойчивость которого лучше чем у прототипа приблизительно на 4-6 дБ и полоса сигнала уменьшена в два раза.

Далее описан второй вариант устройства, реализующего предложенный способ, помехоустойчивость которого благодаря работе добавленных к описанному варианту блоков (11-14) лучше, чем у прототипа на 6-8 дБ.

Компенсатор частотной погрешности (11) вычисляет в накапливающем сумматоре фазовую погрешность F(i), суммируя по модулю 128 на каждом шаге среднюю частотную погрешность f_cp(i) и вычитает F(i) по модулю 128. Последовательность фаз P(i)=p(i)-F(i) очищена от погрешности частоты. Она содержит фазовую модуляцию фазовую погрешность - g(i) и шумы.

Компенсатор фазового смещения (12) вторым фильтром ослабляет в P(i) шумы и вычисляет среднее «фазовое смещение» g_cp(i). Этот фильтр подобен первому фильтру (9), но имеет большую постоянную времени - в вычислительной модели установлены 16 шагов (4 символьных интервала). Узел вычитания вычитает из фаз последовательности P(i) «фазовое смещение» g_cp(i) и выдает откорректированную фазу m(i)=P(i)-g_cp(i), которая содержит фазовую модуляцию с ослабленным шумом. В отсутствии шумов фаза m(i) лежит или в зоне 0 или в зоне 64, в зависимости от фазы (0° или 180°) сигнала ФМ-2. Фаза m(i) пригодна для демодуляции сигналов и ФМ-2 и ФМ-4.

Формирователь синфазной компоненты (13) задерживает сигнал амплитуд s(i) соответственно задержке при формировании сигнала m(i). Фаза m(i) и задержанный сигнал амплитуд s(i) задают вектор V=s(i)·exp[m(i)] принятого данной точкой БПФ сигнала. Затем формирователь (13) находит в таблице cos[m(i)] и вычисляет b(i)=s(i)·cos[m(i)] - синфазную компоненту, которая поступает в блок решений (14). Компонента b(i) имеет удвоенную шумовую полосу как и все компоненты, полученные после БПФ.

Блок решений (14) содержит фильтр, который снижает шумовую полосу - коэффициент полосы b(i) с величины 2, заданной групповым фильтром БПФ (4) (см. фиг.1), до величины, близкой к 1. Поэтому сигнал B(i) на выходе фильтра имеет отношение сигнал/шум выше на 3 дБ, чем сигнал b(i). Узел решений на выходе фильтра принимает решение о приеме символа «0» при B(i)>«0» или символа «1» при B(i)<«0» и выдает на выход второй демодулированный сигнал D2, который благодаря фильтрации имеет лучшую помехоустойчивость, чем прототип с ЧМ на 6 - 8 дБ и на 2 дБ лучшую, чем первый демодулированный сигнал D1 блока коррелятора (10). При равных скоростях полоса частот сигнала D1 в два раза меньше, чем у прототипа.

На фиг.3 представлено третье устройство, реализующее предлагаемый способ - демодулятор информационного сигнала пакета с четырехпозиционной «офсетной» фазовой модуляцией (ФМ-4), в котором в сравнении с «синхронной» ФМ-4 существенно ослаблена попутная амплитудная модуляция. При офсетной ФМ-4 тактовые частоты синфазной (0°, 180°) и квадратурной (90°, 270°) компонент несущей частоты сдвигают на половину интервала символа. Тактовую синхронизацию С, амплитуду s(i) и фазу m(i) демодулятор ФМ-4 осуществляет по такой же преамбуле такими же узлами 7-12 (фиг.2), как описанный демодулятор ФМ-2. Блоки (15) и (17) аналогичны блокам (13), (14) фиг.2. Отличие блоков (16), (17) состоит в том, что тактовая синхронизация этих блоков при офсетной ФМ-4 сдвинута на половину интервала символа. При синхронной ФМ-4 тактового сдвига нет ни в модуляторе, ни в демодуляторе ФМ-4. Цепи синхронизации на фиг.3 не обозначены.

Формирователи компонент 15 (синфазной) и 16 (квадратурной) обрабатывают сигналы s(i) и m(i) аналогично формирователю (13) фиг.2. Блок (15) вычисляет b(i)=s(i)·cos[(m(i)]. Блок (16) после ввода квадратурного смещения фазы 90° (32 зоны) вычисляет a(i)=s(i)·sin[(m(i)]. Внутренние фильтры блоков (17) и (18) ограничивают шумовую полосу синфазной b(i) и квадратурной a(i) компонент сигнала ФМ-4 аналогично фильтру блока (14). Выходы блоков решений (17) и (18) выдают две демодулированные компоненты Da и Db, которые являются выходами демодулятора ФМ-4.

Испытания модели демодулятора ФМ-4 показали, что полоса частот пакета сигнала с ФМ-4 меньше в четыре раза, чем у прототипа с ЧМ, а его помехоустойчивость лучше, чем у прототипа на 4-6 дБ.

Кратко сущность изобретения можно описать следующим образом.

Передатчики передают пакеты сигналов на частотно-временных позициях, выбираемых в общей полосе частот радиоканала независимыми генераторами по псевдослучайному закону. В начале пакета передают преамбулу, модулированную на две позиции фазы (ФМ-2). Информационный сигнал пакета модулируют или на две, или на четыре (ФМ-4) позиции фазы. При ФМ-4 к синфазной компоненте (0°, 180°) добавляют квадратурную компоненту (90°, 270°). На приеме переносят полосу радиоканала в область низких частот и преобразуют инверсным быстрым преобразованием Фурье (БПФ) все сигналы из частотной области во временную. На каждом интервале символа сигнала, сдвигаемом последовательно с шагом, меньшим интервала символа, вычисляют для всех точек БПФ: последовательности амплитуд и фаз сигналов, первые и вторые разности соседних фаз в последовательности и модуляционные фазовые сдвиги. По преамбуле корреляционным приемником определяют тактовую синхронизацию синфазной и квадратурной компонент сигнала, фильтрацией ограничивают шумовые полосы и демодулируют синфазную, а при ФМ-4 - также квадратурную компоненты сигнала.

Изобретение обеспечивает в сравнении с ЧМ: лучшую помехоустойчивость (на 6-8 дБ при ФМ-2 и на 4-6 дБ при ФМ-4), а также снижение полосы частот сигналов (в два раза при ФМ-2 и в четыре раза при ФМ-4).