Результат интеллектуальной деятельности: УСТРОЙСТВО ДЛЯ КОМПЕНСАЦИИ ПОМЕХ, ВЫЗВАННЫХ МЕШАЮЩИМИ РАДИОСИГНАЛАМИ, ПРИ ПРИЕМЕ РАДИОСИГНАЛОВ С ФАЗОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ

Изобретение относится к области электромагнитной совместимости радиосистем и может быть использовано для компенсации помех, вызванных мешающими радиосигналами, при приеме радиосигналов с фазовой модуляцией (ФМ).

Известно устройство [1] для компенсации помех при приеме фазомодулированных сигналов, вызванных наличием мешающего радиосигнала, содержащее усилитель промежуточной частоты, к выходу которого параллельно подключены основной канал приема, состоящий из последовательно включенных амплитудного ограничителя и фазового детектора, выход которого подключен к одному из двух входов выходного сумматора, и дополнительный канал приема, состоящий из последовательно включенных амплитудного детектора, фазовращателя на π/2, фазокорректирующего контура, видеоусилителя, инвертора, коммутатора, один из входов которого подключен ко входу инвертора, второй - к выходу инвертора, а выход подключен ко второму входу выходного сумматора.

Достоинства данного компенсатора помех состоят в том, что он позволяет получить высокую степень подавления помех, вызванных влиянием мешающего радиосигнала, при достаточно простой схеме, легкости интеграции в существующие радиоприемные устройства, малых габаритах и стоимости.

Недостатком этого устройства является то, что оно не обеспечивает эффективной компенсации помех, вызванных мешающим радиосигналом, при малых соотношениях амплитуд полезного и мешающего радиосигналов из-за недостаточной компенсации паразитного фазового сдвига полезного фазомодулированного сигнала, вызванного наличием мешающего радиосигнала.

Техническая задача изобретения - обеспечение возможности эффективной компенсации помех, вызванных мешающим радиосигналом, не только при условии больших отношений амплитуд полезного и мешающего радиосигналов на входе приемника, при котором эффективно функционирует прототип, но и при малых превышениях амплитуды полезного радиосигнала над амплитудой мешающего радиосигнала. Поставленная техническая задача разрешается тем, что в дополнительный канал приема устройства для компенсации помех при приеме фазомодулированных сигналов, вызванных наличием мешающего радиосигнала, содержащего усилитель промежуточной частоты, к выходу которого параллельно подключены основной канал приема, состоящий из последовательно включенных амплитудного ограничителя и фазового * детектора, выход которого подключен к одному из двух входов выходного сумматора, и дополнительный канал приема, состоящий из последовательно включенных амплитудного детектора, фазовращателя на π/2, фазокорректирующего контура, видеоусилителя, инвертора, коммутатора, один из входов которого подключен ко входу инвертора, второй - к выходу инвертора, а выход подключен ко второму входу выходного сумматора, вместо последовательно соединенных фазовращателя на π/2, фазокорректирующего контура, видеоусилителя, инвертора и коммутатора на выходе амплитудного детектора установлены последовательно включенные аналого-цифровой преобразователь, преобразующий в цифровую форму изменения амплитуды огибающей суммы входных полезного и мешающего радиосигналов для последующего их преобразования в цифровом виде, цифровой блок формирования напряжения, пропорционального паразитному фазовому сдвигу полезного радиосигнала, вызванному наличием мешающего радиосигнала, с отрицательным знаком, как при больших, так и при малых превышениях амплитуды полезного радиосигнала над амплитудой мешающего радиосигнала, и цифро-аналоговый преобразователь, преобразующий из цифровой формы в аналоговую напряжение, пропорциональное паразитному фазовому сдвигу полезного радиосигнала, вызванному наличием мешающего радиосигнала, с отрицательным знаком, как при больших, так и при малых превышениях амплитуды полезного радиосигнала над амплитудой мешающего радиосигнала, а в основной канал приема установлена регулируемая линия задержки, обеспечивающая синхронность поступления сигналов на два входа выходного сумматора для обеспечения компенсации напряжения, пропорционального паразитному фазовому сдвигу полезного радиосигнала, вызванному наличием мешающего радиосигнала.

Структурная схема предлагаемого устройства представлена на рис. 1.

Предлагаемое устройство состоит из усилителя промежуточной частоты 1, к выходу которого параллельно подключены основной и дополнительный каналы приема. Основной канал содержит в себе амплитудный ограничитель 2, фазовый детектор 3, регулируемую линию задержки 4 и выходной сумматор 5. Дополнительный канал состоит из амплитудного детектора 6, аналого-цифрового преобразователя 7, цифрового блока формирования напряжения 8 и цифро-аналогового преобразователя 9.

Цифровой блок формирования напряжения 8 формирует цифровой сигнал оценки изменения во времени θ(t) паразитного фазового сдвига ПС, вызванного наличием МС, с отрицательным знаком.

Устройство работает следующим образом.

На вход устройства, устанавливаемого в тракте промежуточной частоты до амплитудного ограничителя 2, воздействует сумма полезного и мешающего сигналов с перекрывающимися спектрами:

где -- полезный фазомодулированный сигнал;

где -- мешающий сигнал с угловой модуляцией;

Векторная диаграмма суммы этих сигналов для худшего случая нулевой расстройки несущих частот ПС и МС представлена на рис. 2, из которого следует, что добавление МС к ПС приводит к появлению на входе приемника суммарного колебания, модулированного по амплитуде и фазе, что можно рассматривать как появление паразитной фазовой модуляции ПС θ(t) и паразитной амплитудной модуляции ПС, вызванных наличием МС. Паразитная амплитудная модуляция ПС, вызванная наличием МС, характеризуется изменением амплитуды огибающей суммы ПС и МС U_Σ(t), которая описывается выражением (2):

На Рис. 2 обозначено:

- полезный ФМ сигнал;

- мешающий сигнал с угловой модуляцией;

U_пс, U_мс - амплитуды ПС и МС, соответственно, на входе устройства;

α(t), β(t) - фазы ПС и МС соответственно, определяемые по формулам:

α(t)=2πƒ_пчt+ϕ(t)_{пс нч} - фаза ПС,

β(t)=2πƒ_пчt+ϕ(t)_{мс нч} - фаза МС,

где ƒ_пч - несущая частота сигнала в тракте промежуточной частоты;

ϕ(t)_{пс нч} - изменение фазы ПС в соответствии с его модулирующим низкочастотным (НЧ) полезным сигналом;

ϕ(t)_{мс нч} - изменение фазы МС в соответствии с его модулирующим (НЧ) сигналом.

ψ(t)=β(t)-α(t) - разность фаз ПС и МС.

Демодуляция ПС производится в основном приемном канале устройства. На выходе фазового детектора 3 наряду с напряжением полезного сигнала возникает напряжение помехи U_пом(t), обусловленной паразитной фазовой модуляцией полезного сигнала θ(t) и определяемое выражением (3):

где kфд - крутизна характеристики фазового детектора.

В дополнительном канале приема на выходе амплитудного детектора 6 появляется напряжение, пропорциональное изменяющейся амплитуде огибающей U_Σ(t) суммы ПС и МС. Аналого-цифровой преобразователь 7 преобразует это напряжение в цифровую последовательность, на основе которой цифровой блок формирования напряжения 8 формирует цифровой сигнал оценки изменения во времени θ(t) паразитного фазового сдвига ПС, вызванного наличием МС. Точное выражение для θ(t) имеет вид [4]:

где U_пc и U_мc - амплитуды полезного и мешающего сигналов, соответственно;

ψ(t)=β(t)-α(t) - разность фаз полезного и мешающего сигналов (см. рис. 2).

При большом превышении амплитуды ПС над амплитудой МС (k«1) выражение (4) описывается приближенным выражением:

на основе которого была синтезирована структурная схема прототипа, предназначенного для достаточно эффективной компенсации помех, вызванных МС, амплитуда которого мала по сравнению с амплитудой ПС. В предлагаемом устройстве за счет использования цифровых технологий достаточно точно реализуется выражение (4) для θ(t), что позволяет предлагаемому устройству эффективно выполнять компенсацию помех, вызванных наличием МС, амплитуда которого лишь немного меньше амплитуды ПС.

Формирование в дополнительном канале приема цифрового сигнала оценки изменения во времени паразитного фазового сдвига ПС 0(t), вызванного наличием МС, в соответствии с выражением (4)

производится следующим образом.

С помощью амплитудного детектора 6 определяется текущая амплитуда огибающей суммарного входного сигнала U_E(t), определяемая выражением (2), которая подается на аналого-цифровой преобразователь 7, где преобразуется в цифровой вид и передается на вход цифрового блока формирования напряжения 8.

Структурная схема цифрового блока формирования напряжения 8 дана на рис. 3.

Цифровой блок формирования напряжения 8 состоит из следующих компонент:

- блок 8-1 - блок нахождения максимума амплитуды огибающей входного воздействия ;

- блок 8-2 - блок нахождения минимума амплитуды огибающей входного воздействия ;

- блок 8-3 - блок вычисления амплитуды МС;

- блок 8-4 - блок вычисления амплитуды ПС;

- блок 8-5 - блок вычисления отношения амплитуды огибающей суммы ПС и МС к амплитуде ПС;

- блок 8-6 - блок вычисления коэффициента к, равного отношению амплитуды МС к амплитуде ПС;

- блок 8-7 - блок вычисления cos(ψ(t) - косинуса разности фаз ПС и МС ψ(t);

- блок 8-8 - блока вычисления sin (ψ(t) - синуса разности фаз ПС и МС ψ(t);

- блок 8-9 - блока вычисления -- паразитного фазового сдвига ПС, вызванного наличием МС, с отрицательным знаком.

В цифровом блоке формирования напряжения 8 на основании имеющейся зависимости U_Σ(t) в цифровом виде с помощью программируемого микропроцессора производятся вычисления элементов формулы (4) k, sin ψ(t), cos ψ(t).

Цифровой блок формирования напряжения 8 работает следующим образом:

-- блоки 8-1 и 8-3 выдают информацию о максимальной и минимальной амплитудах суммарного напряжения ПС и МС U_Σмакс=U_пc+U_мс; U_Σ мин=U_пc-U_мс;

-- блоки 8-2 и 8-4 выдают информацию об амплитудах ПС и МС, соответственно по следующим формулам:

U_пc=1/2(U_Σ макс + U_Σ мин);

U_мc=1/2 (U_Σ макс - U_Σ мин);

-- блок 8-5 определяет текущее значение амплитуды огибающей суммы ПС и МС к амплитуде ПС:

амплитуды огибающей суммы ПС и МС к амплитуде ПС;

-- блок 8-6 вычисляет значение коэффициента k=U_мс/U_пc;

-- блок 8-7 вычисляет текущее значение cos ψ(t) по формуле:

cosψ(t)={p(t)²-1-k²}/2k;

-- блок 8-8 вычисляет текущее значение sin (ψ(t) по формуле:

sin(ψ(t)=cos (ψ(t)-π/2)

-- блок 8-9 вычисляет текущее значение - θ(t) по формуле (4) и произведение - θ(t)kфд.

Таким образом, после определения U_пc и U_мс производится вычисление θ(t) в целом, ее инвертированного варианта [-θ(t)] и произведения [-θ(t)] на крутизну фазового детектора kфд, которое представляет собой инвертированное напряжение помехи на выходе фазового детектора 3, вызванное наличием МС, в цифровом виде, которое поступает на вход цифро-аналогового преобразователя 9 и далее в аналоговом виде на второй вход выходного сумматора 5 для компенсации напряжения помехи рассматриваемого вида.

Сумма полезного низкочастотного информационного сигнала и помехи, вызванной МС, с выхода фазового детектора 4 подается на вход 1 выходного сумматора 5, а на его второй вход подается напряжение сформированной инвертированной помехи с выхода цифро-аналогового преобразователя 9. В итоге на выходе выходного сумматора 5 остается лишь напряжение полезного информационного сигнала, очищенное от помехи, вызванной мешающим радиосигналом, т.е. происходит полная компенсация помехи, вызванной наличием МС.

Литература.

1. Описание изобретения к авторскому свидетельству СССР №809600, «Устройство для компенсации помех при приеме фазомодулированных сигналов». МГЖ Н04В 15/00. УДК 621.395.664 (088.8). Опубликовано 28.02.1981. Бюллетень №8. Авторы: Калашников Н.И., Терентьев И.В. Прототип.

2. Описание изобретения к авторскому свидетельству СССР №843256, «Устройство для компенсации помех при приеме сигналов с частотной модуляцией». МПК: Н04В 1/10, 1981. Авторы: Калашников Н.И., Терентьев И.В.

3. Описание изобретения к авторскому свидетельству СССР №793311 «Устройство для подавления помех при приеме сигналов с частотной модуляцией». МПК: Н04В 1/10. УДК 621.395.62(088.8). Зарегистрировано в Государственном реестре изобретений СССР 1 сентября 1980 г. Авторы: Калашников Н.И., Пустовойтов Е.Л., Терентьев И.В.

4. Егоров Е.И., Калашников Н.И., Михайлов А.С. Использование радиочастотного спектра и радиопомехи - М.: Радио и связь, 1986 - 544 с.