Результат интеллектуальной деятельности: ЦИФРОВОЙ КОГЕРЕНТНЫЙ ДЕМОДУЛЯТОР ЧЕТЫРЕХПОЗИЦИОННОГО СИГНАЛА С ФАЗОВОЙ МАНИПУЛЯЦИЕЙ

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в устройствах приема цифровых информационных сигналов для цифровой когерентной демодуляции четырехпозиционных сигналов с фазовой манипуляцией (ФМ4, QPSK, QPSK).

Известно устройство демодуляции сигналов с четырехпозиционной фазовой манипуляцией, состоящее из двух корреляторов, из блока вычисления функции арктангенса, вычислителя разности фаз, решающего блока, генератора опорного колебания и фазовращателя [1].

Близким к предлагаемому устройству является демодулятор, в который дополнительно введены аналого-цифровой преобразователь, накапливающие сумматоры и блок формирования оценки фазы [2].

Эти устройства осуществляют когерентную квадратурную корреляционную обработку входного сигнала с последующей оценкой фазы принятого информационного элемента.

К недостаткам известных устройств следует отнести:

- сложность реализации высокоскоростных корреляторов и нелинейного преобразователя (с функцией арктангенса) как в аналоговой, так и в цифровой форме;

- необходимость выполнения большого числа арифметических операций на каждый поступивший отсчет сигнала, что требует использования высокоскоростных вычислителей.

Наиболее близким по технической сущности и внутренней структуре к предлагаемому устройству является цифровой демодулятор сигналов с относительной фазовой манипуляцией (Патент РФ № 2505922, МПК H04B 1/10, H03D 3/02, опубл. 27.01.2014, принят за прототип) [3].

Недостатком устройства является отсутствие возможности когерентной демодуляции сигналов с четырехпозиционной фазовой манипуляцией.

Задачей предлагаемого технического решения является обеспечение высокоскоростной цифровой когерентной демодуляции сигналов с четырехпозиционной фазовой манипуляцией.

Поставленная задача решается тем, что цифровой когерентный демодулятор четырехпозиционного сигнала с фазовой манипуляцией, содержащий аналого-цифровой преобразователь (АЦП), регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, первый и второй n-каскадные каналы квадратурной обработки (ККО) сигналов, генератор тактовых импульсов (ГТИ), отличается тем, что он дополнительно содержит суммирующее устройство (СУ), вычитающее устройство (ВУ), умножитель (УМ) и решающее устройство (РУ), при этом выходы первого и второго ККО соединены с первым и вторым входами СУ и с первым и вторым входами ВУ, выход СУ соединен с первым входом РУ и с первым входом УМ, второй вход УМ соединен с выходом СУ, выход УМ соединен с вторым входом РУ, на выходе РУ формируется двоичный двухразрядный код принятого информационного символа, на управляющий вход ГТИ подаются синхроимпульсы от системы фазовой синхронизации, а на управляющий вход РУ – сигнал символьной синхронизации демодулятора.

Предлагаемое техническое решение поясняется чертежами.

На фиг. 1 представлена структурная схема предлагаемого устройства. Элементы, обозначенные цифрами, поименованы в тексте.

На фиг. 2 показан процесс когерентного квантования.

На фиг. 3 представлены результаты моделирования откликов каналов квадратурной обработки сигналов.

На фиг. 4 представлены результаты моделирования работы демодулятора при отсутствии шума.

На фиг. 5 представлены результаты моделирования работы демодулятора при наличии шума.

На фиг. 6 показаны зависимости вероятности ошибки от отношения сигнал/шум.

Устройство (фиг. 1) содержит аналого-цифровой преобразователь АЦП 1, на вход которого поступает принимаемый сигнал 2 с выхода усилителя промежуточной частоты приемника, а на управляющий вход - тактовые импульсы 3. Выход АЦП 1 соединен с входом регистра 4 сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, четные выходы которого соединены с соответствующими входами вычитателя 5 первого канала квадратурной обработки ККО 6, а нечетные выходы – с соответствующими входами вычитателя 7 второго ККО 8. Каждый ККО помимо вычитателя содержит n каскадно соединенных блоков накопления отсчетов (БНО). Количество БНО n зависит от числа N периодов сигнала в информационном символе и определяется двоичным логарифмом N (). Такое построение устройства обеспечивает минимальное количество БНО, при этом число обрабатываемых периодов сигнала равно , а длительность символа равна .

Первый ККО 6 содержит последовательно соединенные БНО 9-1, …, 9-n , а второй ККО 8 - последовательно соединенные блоки накопления отсчетов БНО 10-1, …, 10-n. Каждый из БНО состоит из регистра сдвига многоразрядных кодов и сумматора. Блоки 9-1, …, 9-n накопления отсчетов содержат регистры 11-1, …, 11-n сдвига многоразрядных кодов и сумматоры 12-1, …, 12-n соответственно, а БНО 10-1, …, 10-n – соответственно регистры 13-1, …, 13-n сдвига многоразрядных кодов и сумматоры 14-1, …, 14-n. В каждом блоке 9 (10) накопления отсчетов первый вход регистра 11 (13) сдвига является входом блока 9 (10) накопления отсчетов. Второй вход сумматора 12 (14) соединен с выходом регистра 11 (13) сдвига. Выход сумматора 12 (14) является выходом блока 9 (10) накопления отсчетов, а тактовый вход регистра 11 (13) сдвига является управляющим входом блока 9 (10) накопления отсчетов. Выход вычитателя 5 соединен с входом блока 9-1 накопления отсчетов ККО 6, а выход блока 9-n накопления отсчетов ККО 6 соединен с первым входом СУ 15 и первым входом ВУ 16. Выход вычитателя 7 соединен с входом БНО 10-1 ККО 8, а выход БНО 10-n ККО 8 – с вторым входом СУ 15 и вторым входом ВУ 16. Выходы СУ 15 и ВУ 16 соединены с первым и вторым входами умножителя УМ 17. Выход УМ 17 соединен с первым входом РУ 18, а второй вход РУ 18 соединен с выходом СУ 15. На выходе РУ 18 формируется двоичный двухразрядный код 19 принятого информационного символа, на управляющий вход РУ 18 поступает сигнал 20 символьной синхронизации демодулятора. На управляющий вход ГТИ 21 подаются синхроимпульсы 22 от системы фазовой синхронизации.

Устройство работает следующим образом. Входной сигнал с четырехпозиционной ФМ на входе 2 демодулятора вида , где – амплитуда, – несущая частота, – начальная фаза, равная нулю при наличии фазовой синхронизации, – модулирующий фазу сигнал со значениями 0, 1, 2 или 3, поступает на вход аналого-цифрового преобразователя (АЦП) 1, который формирует по четыре отсчета , , , входного сигнала на период повторения в соответствии с тактовыми импульсами 3. Информационный элемент сигнала длительностью содержит N периодов несущего колебания, , n – целое число. Процесс дискретизации показан точками на фиг. 2 при . При синусоида смещается относительно моментов квантования на влево, при – на , а при – на . Четыре отсчета сигнала на интервале записываются в регистр сдвига 4. На вход вычитателя 5 ККО 6 поступают четные отсчеты и , а на его выходе при отсутствии шума формируется разность , которая запоминается в регистре 11. В следующем периоде сигнала на выходе вычитателя 5 получим аналогичное значение, а на выходе сумматора 12-1 – их сумму, в примере равную . После поступления N периодов входного сигнала при отсутствии помех на выходе сумматора 12-n получим результат обработки отсчетов информационного элемента длительностью . На вход вычитателя 7 ККО 8 поступают нечетные отсчеты и (в примере на фиг. 2 они равны нулю), а на его выходе формируется разность , которая запоминается в регистре 11. В следующем периоде сигнала на выходе вычитателя 7 получим аналогичное значение, а на выходе сумматора 12-1 – их сумму, в примере также равную 0. После поступления N периодов входного сигнала при отсутствии помех на выходе сумматора 12-n получим результат .

В таблице 1 представлены значения откликов ККО 6 и ККО 8 по окончании информационного символа при отсутствии шума для различных значений передаваемого сигнала (фазы ).

Таблица 1

Для произвольного i-го обрабатываемого периода отклики ККО 6 и ККО 8 соответственно равны

, .

Полученные в результате статистического имитационного моделирования нормированные зависимости (сплошная линия) и (пунктир) от при отсутствии помех показаны в виде временных диаграмм на фиг. 3. Точечной линией отображается зависимость . Целочисленные значения соответствуют моментам окончания информационных символов.

Величины с выхода ККО 6 и с выхода ККО 8 подаются на суммирующее устройство СУ 15, на выходе которого формируется их сумма , и на вычитающее устройство ВУ 16, на выходе которого образуется разность . Полученные результаты на выходах СУ 15 и ВУ 16 перемножаются в умножителе УМ 17, на выходе которого образуется величина . Результаты моделирования нормированных величин (сплошная линия) и (пунктир) показаны на фиг. 4.

Значения с выхода умножителя УМ 17 подаются на первый вход решающего устройства РУ 18, в котором компаратор определяет их знак и в моменты окончания информационного символа формирует младший двоичный разряд принятого символа 19 по сигналу синхронизации 20, . На второй вход РУ 18 подаются значения , по которым компаратор в момент окончания информационного символа определяет их знак и формирует старший двоичный разряд принятого символа 19 по сигналу синхронизации 20, .

В предлагаемом демодуляторе за один период сигнала необходимо выполнить всего операций сложения/вычитания многоразрядных кодов, одну операцию умножения и запоминать полученных значений, то есть обеспечивается минимум числа арифметических операций на период сигнала и, следовательно, высокая скорость обработки сигнала с ФМ. Технически устройство может быть реализовано либо как специализированная интегральная схема, как микропроцессорное устройство или, что наиболее эффективно, на основе программируемых логических интегральных схем (ПЛИС).

На фиг. 4 и фиг. 5 показаны результаты статистического имитационного моделирования демодулятора сигнала с четырехпозиционной ФМ при наличии и отсутствии шумовых помех для и отношения сигнал/шум дБ.

Расчеты показывают, что в канале с независимыми отсчетами нормального шума с нулевым средним значением и дисперсией вероятность ошибки определяется выражением

,

где – функция Крампа, – интеграл вероятности, – отношение сигнал/шум.

Зависимость от отношения сигнал/шум h (в дБ) представлена на фиг. 6 (верхняя сплошная кривая). Пунктиром показана зависимость вероятности ошибки для двоичного сигнала.

Предлагаемый алгоритм когерентной демодуляции сигнала с четырехпозиционной фазовой манипуляцией является оптимальным и проигрывает алгоритму демодуляции бинарной ФМ примерно 3 дБ, однако при этом необходимо учитывать, что при четырехпозиционной манипуляции скорость передачи данных повышается в два раза. Результаты расчета вероятности ошибки подтверждаются статистическим имитационным моделированием.

Использованная литература

1. Скляр Б. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение. М.: Издательский дом «Вильямс», 2003, 1104 с.

2. Окунев Ю.Б. Цифровая передача информации фазомодулированными сигналами. М.: Радио и связь, 1991, 296 с.

3. Цифровой демодулятор сигналов с относительной фазовой манипуляцией. Патент РФ № 2505922 от 27.01.2014, авторы Глушков А.Н., Литвиненко В.П. (прототип).