Результат интеллектуальной деятельности: Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии симметрично усеченных многофазных кодов (варианты)

Предлагаемые устройства относятся к радиолокационным и гидролокационным системам с импульсным сжатием многофазных кодов, в которых с целью улучшения качества сжатия сигналов производится подавление боковых лепестков, возникающих в процессе сжатия.

В настоящее время в радиолокации и гидролокации широкое распространение получили фазокодированные импульсы на основе идеальных многофазных кодов Р3 и Р4 длины N. Эти коды формируются посредством соответствующей дискретной аппроксимации линейно-частотно модулированного (ЛЧМ) сигнала и поэтому обладают основными его достоинствами: относительно небольшими боковыми лепестками апериодической автокорреляционной функции (ААКФ) и большей по сравнению с двоичными последовательностями, включая коды Баркера, толерантностью к Доплеру. В то же время максимальный уровень боковых лепестков ААКФ кодов Р3/Р4 приблизительно равен , т.е. многократно превышает единичный уровень боковых лепестков кодов Баркера. Другими достоинствами сигналов на основе кодов Р3 и Р4 является то, что они существуют для любого значения N и имеют равномерный спектр, близкий к спектру шума.

Подробно проблема подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов исследуется в N. Levanon, Е. Mozeson. Radar signals. John Wiley & Sonsjnc, 2004. В данном источнике рассматривается возможность уменьшения боковых лепестков многофазных кодов Р3 и Р4 за счет сжатия сигнала в несогласованном фильтре с использованием амплитудного оконного взвешивания. Для этого применяются различные оконные функции, в частности функции Хэмминга, Кайзера-Бесселя, Блэкмана и др. Расчеты показывают, что максимальный уровень боковых лепестков относительно главного лепестка (PSL) для кодов Р3 и Р4 при использовании оконных функций Хэмминга и Блэкмана составляет величину не менее -201gN dB при энергетических потерях (уменьшении отношения сигнал/шум на выходе) порядка 1,5 dB и ширине главного лепестка на уровне PSL 3τ и 4.5τ соответственно, где τ длительность одного кодового элемента.

Известно также устройство подавления боковых лепестков при сжатии кодов Р3 и Р4 с помощью цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой (КИХ-фильтра) (W.K. Lee and H.D. Griffiths. Pulse compression filter generating optimal uniform range sidelobe level. Electron. Lett, 1999, 35(11), pp. 873-875), переходная импульсная характеристика которого равна разности (сумме) комплексно-сопряженных символов кода Р3 (Р4) и циклически сдвинутой на один разряд влево его копии. При этом PSL уменьшается до значения -201gN+2 dB, а ширина главного лепестка равна 2τ. Потери сигнал/шум на выходе этого устройства составляют -3 dB. В литературе это устройство известно как фильтр By (Woo).

В то же время в работе Uttara M.Kumaria, K.Rajearakeswari, Murali K.Krishna. Low sidelobe Pattern using Woo filter. Concept. Int. J. Electron. Commun. (AEU), 59(2005), pp. 499-501 было показано, что коды на основе суммы/разности кода Р4/Р3 и его циклических сдвигов на один разряд вправо или влево обладают примерно одинаковыми боковыми лепестками при их импульсном сжатии в согласованном фильтре.

Относительное улучшение PSL на 2 dB может быть получено при использовании устройства, содержащего фильтр By и формирователь корректирующего сигнала (W.К. Lee, H.D. Griffiths and R. Benjamin. Integrated sidelobe energy reduction technique using optimal polyphase code. Electronics Letters, 1999, vol. 35, No. 24, pp. 2090-2091 и Woo-Kyuing Lee and Hugh D. Griffiths. A New pulse compression technique generating optimal uniform range sidelobe and reducing sidelobe level. IEEE International radar conference, 2000, pp. 441-446.).

Устройства подавления боковых лепестков рассматриваются в российских и зарубежных патентных документах, в частности RU 2198465 С2, Н04В 7/26, 20.09.2002; RU 2236086 С2, Н04В 1/707, 20.01.2004; RU 2109401 C1, Н04В 1/62, 20.04.1998; US4,507,659 A, G01S 13/28, 26.03.1985 и др.).

Наиболее близким к предлагаемому устройству является устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов (варианты) (RU 2515768 C1, H03L 7/00, 21.01.2013), содержащее соединенные по входу цифровой фильтр By и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код и цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой (КИХ-фильтра) порядка N+1, выход которого соединен с первым входом сумматора, причем введены линия задержки на длительность одного кодового элемента τ и двухвходовый сумматор/вычитатель, при этом выход фильтра By подключен к входу линии задержки и к первому входу сумматор/вычитателя, второй вход которого подключен к выходу линии задержки, а выход соединен со вторым входом сумматора.

В зависимости от типа входного многофазного кода выбирается тот или иной вариант устройства: с одним сумматором и вычитателем для кода Р3 или двумя сумматорами для кода Р4.

В основе данного устройства лежит метод импульсного сжатия с помощью согласованного фильтра многофазного кода Е_Р3/Е_Р4, являющегося разностью/суммой исходного кода Р3/Р4 и его циклически сдвинутой на одну позицию влево копии. Существенным недостатком данного метода является отличный от единицы (равный двум) пик-фактор и, как следствие, повышенные требования к линейности усилителя мощности при передаче и точности квантования сигнала при приеме (Uttara M. Kumaria, K. Rajearakeswari, Murali K.Krishna. Low sidelobe Pattern using Woo filter. Concept. Int. J. Electron. Commun. (AEU), 59(2005), pp. 499-501).

С целью устранения этого недостатка в устройстве подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов (RU 2515768 С1, 21.01.2013) формирование комбинированного кода Е_Р3/Е_Р4 выполняется не в передатчике, а в приемнике. В начале из входного фазокодированного импульса Р3/Р4 в приемнике формируется сигнал, являющийся разностью/суммой входного сигнала и его задержанной на длительность одного кодового элемента копии, а затем сжимается в фильтре с соответствующей КИХ с последующей корректировкой. В результате за счет энергетических потерь порядка -1.7 dB получается единичный пик-фактор излучаемого сигнала передатчика при таком же PSL=-301gN+1,33 dB, как при обработке кода Е_Р3/Е_Р4.

Недостатком ближайшего аналога является то, что подавление боковых лепестков с таким значением PSL реализуется в нем только для сигналов, образованных на основе циклического сдвига на один разряд влево кодов Р4 и Р3 произвольной длины. Для всех остальных циклических сдвигов кодов Р3/Р4 уровень боковых лепестков на выходе данного устройства оказывается неприемлемо высоким. В результате общее число различных кодов, получаемых таким способом, равно 2.

С целью увеличения числа различных кодов длины N с приемлемым значение PSL предлагается использовать симметрично усеченные многофазные коды Р3 и Р4, полученные из кодов Р3 и Р4 длины N+2A посредством усечения А первых и последних символов. Идея применения симметрично усеченных кодов Р3 и Р4 основывается на следующем. Известно, что многофазные коды Е_Р3 и Е_Р4 имеют отличную от единицы амплитуду. Причем в силу построения амплитуда первых и последних символов этих кодов существенно мала. Вклад этих символов в величину ААКФ будет также незначителен. Расчеты показывают, что такого рода конструкция ведет к монотонному росту боковых лепестков при увеличении Δ. Поэтому с учетом имеющегося запаса подавления относительно PSL=-201gN кодов Баркера, условно принятого в качестве эталонного уровня подавления, для заданного -301gN+1,33<PSL≤-201gN всегда существует Δ≠0. Так, расчеты показывают, что для N=1000 и PSL=-60 dB имеем Δ=44. Таким образом, за счет усечения кодов Р3 и Р4 в этом случае дополнительно получаем 2*44=88 новых кодов с полезными свойствами. Следует заметить, что применение амплитудного взвешивания (оконных функций) в приемнике при тех же потерях не позволяет получить PSL<-20 IgN dB.

Таким образом технический результат данного изобретения заключается в увеличении числа многофазных кодов с PSL≤-201gN dB за счет использования симметрично усеченных кодов Р3 и Р4 для всех значений временных сдвигов (отсчетов), исключая двух ±N, в которых относительный уровень боковых лепестков находится в диапазоне от -201gN -6 до -201gN -8 dB. При этом ширина главного лепестка на уровне -6 dB равна 2τ, на уровне PSL лежит в диапазоне 3÷4 τ, а потери сигнал/шум на выходе устройства составляют -1.7 dB.

Обозначим через СУКР3 и СУКР4 симметрично усеченные коды Р3 и Р4 длины N, образованные усечением кодов Р3 и Р4 длины N+2Δ.

Тогда указанный результат для симметрично усеченного кода Р3 четной длины N достигается устройством подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов длины N, содержащим соединенные по входу первый цифровой фильтр с КИХ порядка N-1 и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код и второго цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой порядка N+1, выход которого соединен с первым входом сумматора, а выход первого цифрового фильтра подключен к линии задержки на длительность одного кодового элемента и к первому входу вычитателя, второй вход которого соединен с выходом линии задержки, а выход подключен ко второму входу сумматора. При этом импульсная характеристика первого фильтра описывается выражением ((СУКР3-СУКР3_-1)*)_inv, а КИХ второго фильтра соответственно вектором (t, -t, 0, 0, 0, … 0, -t, t), где t=СУКР3(1). Здесь СУКР3_-1 есть циклический сдвиг на 1 разряд влево кода СУКР3, знаком "-" обозначена операция арифметического вычитания над элементами (разрядами) кода, символом "*" обозначена операция комплексного сопряжения, применяемого ко всем N элементам вектора (СУКР3-СУКР3_-1), индекс "inv" обозначает временное обращение (инверсию), СУКР3(1) - первый элемент кода СУКР3.

Блок-схема этого устройства представлена на Фиг. 1.

Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов длины N содержит цифровой фильтр 1 с импульсной характеристикой ((СУКР3-СУКР3_-1)_inv и формирователь цифрового корректирующего сигнала 4, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код 2 и цифрового КИХ-фильтра 3 порядка N+1 с N+2 коэффициентами t, -t, 0, 0, … 0, -t, t, линию задержки 5 на длительность одного кодового элемента (τ), двухвходовый вычитатель 6 и сумматор 7.

Устройство работает следующим образом.

Входная последовательность комплексно-значных отсчетов кода СУКР3_-1 четной длины, представленного суммой реальной и мнимой составляющих, поступает на вход цифрового фильтра 1 и на вход формирователя комплексно-значного корректирующего сигнала 4. Сигнал с выхода фильтра 1 поступает на первый вход вычитателя 6 и вход линии задержки 5, выход которой соединен со вторым входом вычитателя 6. В сумматоре 7 производится сложение корректирующего сигнала с выхода фильтра 3 и выходного сигнала вычитателя 6. В результате на выходе устройства реализуется сигнал, который в диапазоне [-N+1, N-1] совпадает с автокорреляционной функцией сигнала, являющегося разностью СУКР3 и его циклически сдвинутой на одну позицию влево копии, а на крайних сдвигах±N его абсолютное значение приблизительно равно 1. Заметим, что PSL сжатого выходного сигнала в диапазоне [-N+1, N-1] демонстрирует монотонный рост относительно PSL прототипа при увеличении Δ.

Схема обработки симметрично усеченного кода Р3 нечетной длины N совпадает со схемой, представленной на Фиг. 1, за тем исключением, что импульсная характеристика первого фильтра порядка N-1 описывается выражением ((СУКР3-(СУКР3_m)_-1)^*)_inv, а импульсная характеристика фильтра порядка N+1 имеет вид (-t, t, 0, 0, 0 …, 0, -t, t), где СУКР3_m есть код СУКР3 с инвертированным первым элементом, (СУКР3_m)_-1 - циклический сдвиг на 1 разряд влево кода СУКР3_m, t=СУКР3(l). Заметим, что входом для схемы является последовательность комплексно-значных отчетов (СУКР3_m)_-1.

Аналогичный результат реализуется для симметрично усеченного кода Р4 длины N в устройстве, представленном на Фиг. 2.

В этом случае в устройстве, содержащем фильтр с КИХ 8, формирователь корректирующего сигнала 11, состоящий из последовательно соединенных устройств преобразования 9 кода в комплексно сопряженный ему код и цифрового КИХ-фильтра 10 порядка N+1 с N+2 коэффициентами, линию задержки 12 на длительность одного кодового элемента τ, двухвходовый сумматор 13 и двухвходовый сумматор 14, импульсная характеристика фильтра 8 описывается выражением ((СУКР4+СУКР4_-1)*)_inv, а КИХ фильтра 11 соответственно вектором (t, t, 0, 0, 0, … 0, -t, -t), где t=СУКР4(1). Здесь СУКР4_-1 есть циклический сдвиг на 1 разряд влево кода СУКР4, знаком "+” обозначена операция арифметического сложения над комплексно-значными элементами кода, символом "*" обозначена операция комплексного сопряжения, применяемого ко всем N элементам вектора (СУКР4+СУКР4_-1), индекс "inv" обозначает операцию временного обращения (инверсии), СУКР4(1) - первый элемент кода СУКР4.

Устройство работает следующим образом.

Входная последовательность отсчетов СУКР4_-1, представленного суммой реальной и мнимой составляющих, поступает на вход цифрового фильтра 8 для кода Р4 и на вход формирователя комплексно-значного корректирующего сигнала 11. Сигнал с выхода фильтра 8 поступает на первый вход сумматора 13 и вход линии задержки 12, выход которой соединен со вторым входом сумматора 13. В сумматоре 14 производится сложение корректирующего сигнала с выхода фильтра 10 и выходного сигнала сумматора 13. В результате на выходе устройства реализуется сигнал, который в диапазоне [-N+1, N-1] совпадает с автокорреляционной функцией сигнала, являющегося суммой СУКР4 и его циклически сдвинутой на одну позицию влево копии, а на двух крайних сдвигах ±N его абсолютное значение приблизительно равно 1 (относительный уровень -201gN -6 dB).

На Фиг. 3 и Фиг. 4 изображены нормированные сигналы на выходе устройства подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов СУКР3 и СУКР4 длины N=1000, полученных на основе кодов Р3 и Р4 длины 1030 и 1060 соответственно. Расчеты показывают, что для указанных СУКР3 и СУКР4 длины 1000 PSL соответственно равен -76.5 dB и -69.9 dB.

Заметим, что данное изобретение приводит к сужению доплеровской полосы частот по сравнению с оптимальной обработкой кодов Е_Р3/Е_Р4 и полученных на их основе симметрично усеченных кодов. Поэтому изобретение наиболее эффективно может быть использовано в радиолокационных и гидролокационных системах с неподвижными или медленно движущимися целями, т.е. в системах с малым доплеровским сдвигом частоты.

Предлагаемое изобретение может быть реализовано на соответствующей элементной базе по типовым технологиям.