СПОСОБ АВТОКОРРЕЛЯЦИОННОГО ПРИЕМА ШУМОПОДОБНЫХ СИГНАЛОВ

Предлагаемый способ относится к радиотехнике и может быть использован в цифровых системах связи, в частности в устройствах синхронизации и приема шумоподобных фазоманипулированных (Фмн) сигналов и пеленгации источника их излучения в трех плоскостях.

Известны способы и устройства приема шумоподобных Фмн сигналов (авт. свид. СССР №№177.471, 451.187, 543.194, 860.276, 1.417.206; патенты РФ №№2.097.925, 2.121.756, 2.222.111, 2.248.102, 2.296.432; патенты США №№4.146.841, 4.687.999, 4.811.363, 4.912.422; патенты Германии №№2.646.255, 3.935.911; Петрович Н.П. и др. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Сов. радио, 1969, с. 94, рис. 8, а; Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Связь, 1985, с. 18, рис. 1.9, в и другие).

Из известных способов наиболее близким к предлагаемому является «Способ автокорреляционного приема шумоподобных сигналов» (патент РФ №2.296.432, HOYL 27/22, 2005), который и выбран в качестве прототипа.

Известный способ обеспечивает прием шумоподобных сигналов с априорно неизвестной кодовой структурой и обеспечивает точное и однозначное измерение угловых координат α (азимута) и β (угла места) источника излучения сигнала, используя для этого две измерительные базы d₁ и d₂, расположенные в азимутальной и угломестной плоскостях соответственно. При этом не используется третья измерительная база d₃, расположенная в гипотенузной плоскости, что не позволяет определить местоположение источника излучения сигнала, размещенного на борту летательного аппарата (самолет, вертолет, дирижабль, зонд и т.п.).

Технической задачей изобретения является расширение функциональных возможностей способа путем точного и однозначного определения местоположения источника излучения сигнала, размещенного на борту летательного аппарата.

Поставленная задача решается тем, что способ автокорреляционного приема шумоподобных сигналов, заключающийся, в соответствии с ближайшим аналогом, в перемножении принимаемого сигнала с опорным сигналом, измерении длительности принимаемого сигнала, осуществлении частотного детектирования принимаемого сигнала, выделяя тем самым моменты скачкообразного изменения фазы, определении количества и величины тактовых периодов, при этом опорный сигнал формируют путем задержки принимаемого сигнала на время , кратное тактовому периоду τ_э, выделяют суммарное напряжение, перемножают его с принимаемым сигналом, задержанным на время , кратное тактовому периоду τ_Э, выделяют напряжение разностной частоты, перемножают его с принимаемым сигналом, задержанным на время τ, которое периодически изменяют по линейному закону, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное автокорреляционной функции, сравнивают его с пороговым уровнем, при превышении порогового уровня измеряют циклический сдвиг, по которому определяют кодовую структуру принимаемого сигнала, шумоподобные сигналы принимают на антенны, разнесенные на фиксированные расстояния d₁ и d₂ и расположенные в виде геометрического прямого угла, в вершине которого помещают антенну опорного канала, общую для антенн двух пеленгационных каналов, расположенных в азимутальной и угломестной плоскостях, в каждом канале принимаемый шумоподобный сигнал перемножают самого на себя, выделяют гармоническое колебание, сдвигают по фазе на 90 градусов гармоническое колебание опорного канала, измеряют разности фаз между ним и гармоническими колебаниями пеленгационных каналов, формируя тем самым фазовые шкалы отсчета азимута α и угла места β источника излучения шумоподобных сигналов, точные, но неоднозначные, перемножают шумоподобный сигнал опорного канала с задержанными по времени шумоподобными сигналами пеленгационных каналов, выделяют низкочастотные напряжения, пропорциональные взаимно-корреляционным функциям, изменяют время задержки до получения максимального значения взаимно-корреляционных функций, поддерживают эти значения, фиксируют временные задержки τ₁ и τ₂, соответствующие максимальному значению взаимно-корреляционных функций, и определяют азимут α и угол места β источника излучения шумоподобных сигналов

где с - скорость распространения света, формируя тем самым временные шкалы отсчета угловых координат α и β, грубые, но однозначные, отличается от ближайшего аналога тем, что сдвигают по фазе на 90 градусов гармоническое колебание одного из пеленгационных каналов, измеряют разность фаз между ним и гармоническим колебанием другого пеленгационного канала, формируя тем самым фазовую шкалу отсчета угла ориентации γ источника излучения шумоподобных сигналов, точную, но неоднозначную, перемножают шумоподобный сигнал одного из пеленгационных каналов с задержанным по времени шумоподобным сигналом другого пеленгационного канала, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное взаимно-корреляционной функции, изменяют время задержки до получения максимального значения взаимно-корреляционной функции, поддерживают это значение, фиксируют временную задержку τ_З, соответствующую максимальному значению взаимно-корреляционной функции, и определяют угол ориентации γ источника излучения шумоподобных сигналов

где d_з - расстояние между приемными антеннами пеленгационных каналов, формируя тем самым временную шкалу отсчета угловой координаты γ, грубую, но однозначную, вычисляют по измеренным значениям азимута α, угла места β и угла ориентации γ местоположение источника излучения шумоподобных сигналов и фиксируют его.

Структурная схема устройства, реализующего предлагаемый способ, представлена на фиг. 1. Взаимное расположение приемных антенн показано на фиг. 2. Пеленгационная характеристика приведена на фиг. 3.

Устройство содержит последовательно подключенные к выходу приемной антенны 21.1 частотный детектор 2, счетчик 3 импульсов, первый арифметический блок 4, второй вход которого через измеритель 1 длительности сигнала соединен с выходом первой приемной антенны 21.1, первый масштабирующий перемножитель 5, первая линия 7 задержки, второй вход которой соединен с выходом первой приемной антенны 21.1, первый перемножитель 8, второй вход которого соединен с выходом первой приемной антенны 21.1, первый полосовой фильтр 9, второй перемножитель 11, второй вход которого через вторую линию задержки 10 соединен с выходом первой приемной антенны 21.1 и второго масштабирующего перемножителя 6, второй полосовой фильтр 12, третий перемножитель 15, второй вход которого через третью линию задержки 14 соединен с выходом первой приемной антенны 21.1, первый фильтр 16 нижних частот, пороговый блок 17, ключ 18, второй вход которого соединен с выходом линии задержки 14, второй арифметический блок 19, второй вход которого соединен с выходом первого арифметического блока 4, и блок 20 регистрации, второй и третий входы которого соединены с выходами измерителя 1 длительности сигнала и арифметического блока 4 соответственно. Второй вход линии задержки 14 через генератор 13 пилообразного напряжения соединен с выходом порогового блока 17.

Устройство содержит также один опорный канал и два пеленгационных канала.

Опорный канал содержит последовательно включенные антенну 21.1, перемножитель 22.1, второй вход которого соединен с выходом антенны 21.1, узкополосный фильтр 23.1 и фазовращатель 24.1 на 90 градусов.

Первый (второй) пеленгационный канал содержит последовательно включенные антенну 21.1 (21.3), перемножитель 22.2 (22.3), второй вход которого соединен с выходом антенны 21.2 (21.3), узкополосный фильтр 23.2 (23.3) и фазовый детектор 25.1 (25.2, 25.3), второй вход которого соединен с выходом фазовращателя 24.1 (24.2) на 90 градусов, а выход подключен к четвертому (пятому, шестому) входу блока 20 регистрации.

К выходу антенны 21.2 (21.3) последовательно подключены блок 29.1 (29.2, 29.3) регулируемой задержки, перемножитель 22.4 (22.5, 22.6), второй вход которого соединен с выходом антенны 21.1 (21.2), фильтр 26.1 (26.2, 26.3) нижних частот и экстремальный регулятор 28.1 (28.2, 28.3), выход которого подключен ко второму входу блока 29.1 (29.2, 29.3) регулируемой задержки. К выходу фильтра 26.1 (26.2, 26.3) подключен измерительный прибор 27.1 (27.2, 27.3). Второй выход блока 29.1 (29.2, 29.3) подключен к седьмому (восьмому, девятому) входу блока 20 регистрации. Блок 29.1 (29.2, 29.3) регулируемый задержки, перемножитель 22.4 (22.5, 22.6), фильтр 26.1 (26.2, 26.3) нижних частот, измерительный прибор 27.1 (27.2, 27.3) и экстремальный регулятор 28.1 (28.2, 28.3) образуют коррелятор 30.1 (30.2, 30.3).

Предлагаемый способ реализуют следующим образом:

Предположим, что в качестве модулирующей функции используется псевдослучайная последовательность (ПСП), символы которой описываются рекуррентным соотношением

x₁=а₁x_i-1⊕а₂x_i-2⊕…⊕а_mх_i-m,

где i={0, 1} - коэффициенты полинома,

А(X)=Х°⊕а₁х¹⊕а₂х²⊕а₂х²⊕…⊕a_m х^m,

⊕ - знак сложения по модулю два,

m - разрядность псевдослучайной последовательности, период которой определяется формулой

N=2^m-1.

Для передачи по каналам связь такой последовательности M(t) манипулируют по фазе высокочастотное гармоническое колебание.

u_c(t)=U_c·Cos(w_ct+φ_c), 0≤t≤T_c,

где U_c, ω_c, φ_c, T_c - амплитуда, несущая частота, начальная фаза и длительность высокочастотного колебания.

В результате образуется фазоманипулированный (Фмн) сигнал (шумоподобный сигнал)

u_c(t)=U_c·Cos[ω_ct+φ_k(t)+φ_с], 0≤t≤Т_с,

где φ_k(t)={0, π} - манипулируемая составляющая фазы, отображающая закон фазовой манипуляции в соответствии с модулирующим кодом M(t) (ПСП), причем φ_k(t)=const при kτ_э<t<(k+1)τ_э и может изменяться скачком при t=kτ_э, т.е. на границах между элементарными посылками (k=1, 2, …, N-1);

τ_э, N - длительность и количество элементарных посылок, из которых составлен сигнал длительностью Т_с (Т_с=N·τ_э).

Принимаемые Фмн сигналы (шумоподобные сигналы):

u₁(t)=Uc·Cos[ω_ct+φ_k(t)+φ₁],

u₂(t)=Uc·Cos[ω_c(t-τ₁)+φ_k(t-τ₁)+φ₂],

u₃(t)=Uc·Cos[ω_c(t-τ₁)+φ_k(t-τ₁)+φ₃], 0≤t≤T_c,

где φ₁, φ₂, φ₃ - начальные фазы сигналов;

- время запаздывания сигнала, приходящего на антенну 21.2 по отношению к сигналу, приходящему на антенну 21.1 (фиг. 2);

- время запаздывания сигнала, приходящего на антенну 21.3 по отношению к сигналу, приходящему на антенну 21 азимутальной. 1;

d₁, d₂ - измерительные фазы;

α, β - углы прихода радиоволн в азимутальной и угломестной плоскостях (угол места, азимут);

с - скорость распространения света, с выходов антенн 21.1, 21.2, и 21.3 соответственно поступают на входы перемножителей 22.1, 22.2, и 22.3, на выходе которых образуются гармонические колебания:

u₄(t)=U₄·Cos[2ω_ct+2φ₁],

u₅(t)=U₄·Cos[2ω_c(t-τ₁)+2φ₂],

u₆(t)=U₄·Cos[2ω_c(t-τ₂)+2φ₃], 0≤t≤Tc,

где

2φ_k(t)={0, 2π}; 2φ_k(t-τ₁)={0, 2π}, 2φ_k(t-τ₂)={0, 2π}.

Следует отметить, что ширина спектра Δf_c принимаемых Фмн сигналов u₁(t), u₂(t), u₃(t) определяется длительностью их элементарных посылок τ_э (тактовым периодом)

тогда как ширина спектра Δf₂ вторых гармоник u₄(t), u₅(t) и u₆(t) определяется длительностью Т_с сигнала

Следовательно, при перемножении Фмн сигналов самих на себя фазовая манипуляция устраняется и их спектр «сворачивается» в N раз

Это обстоятельство помогает выделить гармонические колебания u₄(t), u₅(t), u₆(τ) с помощью узкополосных фильтров 23.1, 23.2 и 23.3 соответственно, отфильтровав значительную часть шумов и помех.

Если гармонические колебания u₄(t), u₅(t), u₆(t) выходов узкополосных фильтров 23.1 и 23.2, 23.1 и 23.3, 23.2 и 23.3 непосредственно подать на фазовые детекторы 25.1, 25.2 и 25.3, на выход последних получим:

где

d₃ - измерительная база (расстояние между антеннами 21.2 и 21.3);

γ - угол прихода радиоволн в гипотенузной плоскости (угол ориентации);

- время запаздывания сигнала, приходящего на антенну 21.2, по отношению к сигналу, приходящему на антенну 21.3.

Из приведенных соотношений видно, что напряжения на выходе фазовых детекторов 25.1, 25.2 и 25.3 зависят от углов α, β и γ соответственно.

Однако вследствие того, что косинус - функция четная, знаки u_вых(α), u_вых(β) и u_вых(γ) не зависят от стороны отклонения. Для устранения указанного недостатка используются фазовращатели 24.1 и 24.2 на 90 градусов. В этом случае напряжения рассогласования на выходе фазовых детекторов 25.1, 25.2 и 25.3 определяются выражениями:

Приведенные зависимости обычно называются пеленгационными характеристиками (фиг. 3).

Крутизна характеристик в области малых углов α, β и γ, где характеристики практически линейны, равна:

Таким образом, крутизна характеристик определяется величинами отношений , и . Увеличение измерительных баз d₁, d₂ и d_З и уменьшение длины волны повышают крутизну К_α, К_β, К_γ и увеличивают точность пеленгации источника излучения Фмн сигналов. Однако при этом возникает неоднозначность отсчета углов α, β и γ. Крутизна характеристик определяет зоны нечувствительности 2α_min, 2β_min, 2γ_min при заданном значении шумов U_ш (фиг. 3).

Число зон неоднозначности, т.е. областей, где разности фаз:

изменяются на величину, равную 2π, определяются соотношениями:

Для однозначного отсчета необходимо выбрать n₁=1, n₂=1, n₃=1, т.е. выбрать измерительные базы исходя из следующих условий:

.

Разности фаз Δφ₁, Δφ₂, Δφ₃ фиксируются блоком 20 регистрации.

Так формируются фазовые шкалы отсчета угловых координат α, β и γ: точные, но неоднозначные.

Принимаемые Фмн сигналы u₁(t) и u₂(t), u(t) и u₃(t), u₂(t) и u₃(t) одновременно поступают с выходов антенн 21.1 и 21.2, 21.1 и 21.3 на два входа коррелятора 30.1 (30.2, 30.3), состоящего из блока 29.1 (29.2, 29.3) регулируемой задержки, перемножителя 22.4 (22.5, 22.6), фильтра 26.1 (26.2, 26.3) нижних частот. Получаемые на выходе корреляторов 30.1, 30.2 и 30.3 взаимно корреляционные функции R₁(τ), R₂(τ) и R₃(τ), измеряемые измерительными приборами 27.1, 27.2 и 27.3, имеют максимум при значении введенного регулируемого запаздывания:

τ₁=t₂-t₁, τ₂=t₃-t₁, τ₃=t₃-t₂,

где t₁, t₂, t₃ - время прохождения сигналом расстояний R₁, R₂, R₃ от источника излучения до первой 21.1, второй 21.2 и третьей 21.3 приемных антенн:

ΔR₁=R₂-R₁, ΔR₂=R₃-R₁, ΔR₃=R₃-R₂.

Максимальные значения R₁(τ), R₂(τ) и R₃(τ) поддерживаются с помощью экстремальных регуляторов 28.1, 28.2 и 28.3, воздействующих на вторые входы блоков 29.1, 29.2 и 29.3 регулируемых задержек. Шкалы блоков 29.1, 29.2 и 29.3 регулируемых задержек (указатели углов) градуируются непосредственно в значениях угловых координат α, β и γ источника излучения Фмн сигналов:

, , ,

где τ₁, τ₂, τ₃ - введенные задержки сигналов, соответствующие максимуму взаимно-корреляционных функций R₁(τ), R₂(τ) и R₃(τ).

Значения угловых координат α, β и γ фиксируются блоком 20 регистрации. Так формируются временные шкалы отсчета угловых координат α, β и γ: грубые, но однозначные.

По существу, указанными шкалами измеряются полные разности фаз:

ΔФ₁=m+Δφ₁, ΔФ₂=m+Δφ₂, ΔФ₃=l+Δφ₃,

где m, n, l - количество полных циклов измеряемых разностей фаз, определяемых временными шкалами;

Δφ₁, Δφ₂, Δφ₃ - разности фаз, измеряемые фазовыми шкалами (0≤Δφ₁≤2π, 0≤Δφ₂≤2π, 0≤Δφ₂≤2π).

Угловые координаты α, β и γ с выходов указателей 27.1, 27.2 и 27.3 поступают в вычислительный блок 31, где вычисляется местоположение источника излучения Фмн сигналов в пространстве, которое фиксируется указателем 32.

Следует отметить, что расположение приемных антенн 21.1, 21.2 и 21.3 в виде геометрического прямого угла, в вершине которого располагается первая приемная антенна 21.1 опорного канала, продиктовано самой идеологией пеленгации источника излучения Фмн сигналов в пространстве.

Принимаемый Фмн сигнал u₁(t) с выхода приемной антенны 21.2 одновременно поступает на входы измерителя 1 длительности сигнала, частотного детектора 2, перемножителя 8, линий 7, 10, 14 задержки.

На выходе частотного детектора 2 образуются короткие раскополярные импульсы, временное положение которых соответствует моментам скачкообразного изменения фазы принимаемого Фмн сигнала u₁(t).

Эти импульсы поступают на вход счетчика 3 импульсов, где подсчитывается число υ скачков фазы. Между числом скачков фазы υ и количеством N элементарных посылок существует следующая зависимость:

υ=0,5(N-1).

Число скачков фазы υ, подсчитанное счетчиком 3, поступает на первый вход арифметического блока 4, на второй вход которого подается измеренная измерителем 1 длительность Т сигнала.

В арифметическом блоке 4 определяется длительность τ_э элементарных посылок (тактовый период)

Одновременно принимаемый Фмн сигнал u₁(t) поступает на первый вход перемножителя 8. Значение τ_э через масштабирующие перемножители 5 и 6 поступают на управляющие входы линии 7 и 10 задержки соответственно, где устанавливаются задержки

кратные тактовому периоду τ_э.

На второй вход перемножителя 8 подается принимаемый Фмн сигнал, задержанный на величину t_з1

На выходе перемножителя 8 образуется следующее колебание:

из которого полосовым фильтром 9, настроенным на 2ω_с, выделяется суммарное напряжение

которое поступает на первый вход перемножителя 11, на второй вход которого подается принимаемый Фмн сигнал, задержанный на величину линией 10 задержки

на выходе перемножителя 11 образуется следующее колебание:

где

из которого полосовым фильтром 12, настроенным на ω_с, выделяется напряжение разностной частоты

манипулируемая фаза которого имеет вид

где θ - циклический сдвиг, выраженный числом тактовых периодов (элементарных посылок).

Напряжение u_p(t) с выхода полосового фильтра поступает на первый вход перемножителя 15, на второй вход которого подается принимаемый Фмн сигнал, задержанный на величину τ с помощью линии 14 задержки, которая периодически перестраивается по линейному закону с помощью генератора 13 пилообразного напряжения

где τ - переменное значение величины задержки линии 14 задержки.

На выходе перемножителя 15 образуется следующее напряжение:

где

Фильтром 16 нижних частот выделяется низкочастотное напряжение, пропорциональное автокорреляционной функции

которое сравнивается с пороговым уровнем в пороговом блоке 12. Пороговое напряжение U_пор превышается только при максимальном значении напряжения U_H(t), которое получается при выполнении следующего условия:

k=1, 2, …

В случае превышения порогового уровня U_пор в пороговом блоке 17 формируется постоянное напряжение, которое поступает на управляющий вход генератора 13 пилообразного напряжения, прекращая его перестройку, и на управляющий вход ключа 18, открывая его. В исходном состоянии ключ 18 всегда закрыт. При этом значение величины задержки τ₀=θ·τ_э, соответствующее максимуму автокорреляционной функции R(τ), через открытый ключ 18 поступает в арифметический блок 19, куда поступает и значение длительности τ_э элементарных посылок с выхода арифметического блока 4. В арифметическом блоке 19 определяется циклический сдвиг

который фиксируется блоком 20 регистрации, где фиксируются также измеренные значения длительности τ_э элементарных посылок и длительности Т_с принимаемого Фмн сигнала.

Указанный сдвиг устанавливает однозначное соответствие между кодовой структурой принимаемого Фмн сигнала и функцией преобразования, которая задается параметрами и :

где A(Х) - формирующий полином, определяющий кодовую структуру принимаемого Фмн сигнала;

В(Х)=В_OХ^O+B₁X¹+…+B_nXⁿ - функция преобразования, номера нулевых коэффициентов которой определяются как и , а коэффициент в₀=1.

Так, например, для

А(X)=X⁰⊕X²⊕X⁵;

B(X)=Х⁰⊕Х²⊕X³.

Измерив циклический сдвиг θ, по таблице соответствия можно определить кодовую структуру (закон фазовой манипуляции) принимаемого Фмн сигнала. Это обеспечивает возможность принимать шумоподобные сигналы с априорно неизвестной структурой.

Таким образом, предлагаемый способ по сравнению с прототипом и другими техническими решениями аналогичного назначения обеспечивает не только прием сигналов с априорно неизвестной кодовой структурой и точную и однозначную пеленгацию источника их излучения в двух плоскостях, но и точное и однозначное определение местоположения источника излучения Фмн сигналов в пространстве. Это достигается использованием третьей измерительной базы d₃, расположенной в гипотенузной плоскости, и трех угловых координат: азимута α, угла места β и угла ориентации γ. Тем самым функциональные возможности способа расширены.