КЛЮЧЕВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ

Изобретение относится к преобразовательной технике и может быть использовано во вторичных источниках питания, а также в телекоммуникационном оборудовании для электропитания энергоемких устройств с повышенными требованиями к электромагнитной совместимости.

Известны ключевые преобразователи напряжения (КПН) с трансформаторной развязкой, построенные на основе мостовых схем ключевых усилителей мощности (КУМ), использующих широтно-импульсную (ШИМ) или фазоимпульсную модуляцию (ФИМ) для стабилизации и регулирования выходного напряжения [1, 2].

КПН такого типа содержат импульсный модулятор мостовой КУМ, выходной трансформатор, выпрямитель и выходной фильтр. Наличие выходного трансформатора во многом определяет режимы работы КПН. Влияние индуктивности рассеяния L_S трансформатора в КПН приводит к необходимости значительного запаса по амплитуде импульсного напряжения во вторичной обмотке выходного трансформатора. Наличие индуктивности рассеяния обусловливает ограничение минимальной паузы между импульсами напряжения на выходе выпрямителя.

Вместе с тем наличие индуктивности рассеяния, приведенной к вторичной обмотке выходного трансформатора L_S2, препятствует непосредственному протеканию сквозных токов транзистор-диод, что позволяет заметно снизить динамические потери мощности в ключевых элементах.

Однако при импульсном напряжении на первичной обмотке фронт и спад импульсов формируют высокочастотные колебательные процессы, определяемые индуктивностью рассеяния и паразитной емкостью вторичной обмотки трансформатора С_П2, включающей собственно емкость обмотки и емкость диодов выходного выпрямителя. Эти реактивные компоненты формируют паразитный колебательный контур с собственной частотой и волновым сопротивлением, приведенным ко вторичной обмотке.

Энергия коммутационного колебательного процесса W_П, связанного с индуктивностью рассеяния, приводит к потерям энергии в виде тепловыделения в трансформаторе и в виде энергии электромагнитных ВЧ колебаний. Эти факторы связаны с понижением КПД и ухудшением показателей электромагнитной совместимости (ЭМС) известных КПН.

Перезаряд емкости, приведенной к первичной обмотке трансформатора C_П1, которая включает собственную емкость первичной обмотки и проходную емкость, приводит к дополнительным потерям энергии в ключевых элементах и формирует кондуктивные ВЧ помехи в выходных шинах устройства.

Для практических случаев при частотах преобразования 100-200 кГц относительные потери энергии от высокочастотных коммутационных процессов достигают 10-20%, что ограничивает применение известных КПН на высоких частотах.

Принципиально уменьшить динамические потери в КПН позволяет формирование резонансных траекторий переключения, что обеспечивается в известном устройстве [3] посредством включения параллельно первичной обмотке трансформатора резонансного фильтра, образующего с дополнительным дросселем и первичной обмоткой трансформатора параллельный резонансный контур. Однако выполнение условия энергетической эффективности в известном устройстве противоречит возможностям регулирования и стабилизации выходного напряжения в условиях изменения напряжения питания и нагрузки. В КПН такого типа невозможно применение ШИМ либо ФИМ для регулирования выходного напряжения, а возможности частотно-импульсной модуляции весьма ограничены, что препятствует применению известного устройства в качестве вторичного источника электропитания.

Устройство по патенту США №5157593 [4] выгодно отличается от известных устройств [1-3] включением последовательно с первичной обмоткой трансформатора дополнительного дросселя, что обеспечивает возможность применения методов ФИМ либо ШИМ для регулирования результирующего выходного напряжения.

Известное устройство [4] является наиболее близким к предлагаемому техническому решению и может быть принято в качестве прототипа. Устройство-прототип, структурная схема которого представлена на фиг.1, содержит фазоимпульсный преобразователь 1 (ФИП 1), подключенный входом к шине управления, а выходами к входам ключевого усилителя мощности, состоящего из четырех полевых транзисторов 2.1, 2.2, 3.1, 3.2 включенных попарно в первую и вторую полумостовые схемы 2 и 3, подсоединенных параллельно к шинам электропитания +Е и -Е устройства, четыре блокировочных конденсатора 4, 5, 6 и 7, каждый из которых подключен параллельно каждому полевому транзистору соответственно, а также трансформатор 9, первый вывод первичной обмотки которого подключен через первый дроссель 8 к выходу первой полумостовой схемы, второй вывод - к выходу второй полумостовой схемы, причем вторичная обмотка трансформатора через выходной выпрямитель 10 и фильтр нижних частот 11 соединена с выходными шинами устройства +U_H и -U_H.

При формировании на выходе КУМ (выходы полумостовых схем 2 и 3) импульсного напряжения с импульсами регулируемой длительности наличие колебательного контура может приводить к уменьшению энергии в дросселе 8 до уровня недостаточного для перезаряда блокировочных конденсаторов 4, 5 и 6, 7 даже при номинальной нагрузке.

Как следствие в устройстве-прототипе имеют место повышенные динамические потери энергии, особенно при уменьшении тока нагрузки до холостого хода включительно.

Устройство-прототип работает следующим образом: фазоимпульсный преобразователь-1 (ФИП-1) формирует импульсные сигналы V_2.1, V_2.2, V₃.₁, V_3.2 управления соответствующими транзисторами 2.1, 2.2, 3.1, 3.2 полумостовых схем 2 и 3 (фиг.2).

Транзисторы 2.1, 2.2, 3.1, 3.2 полумостовых схем 2 и 3 управляются противофазно, причем противофазные сигналы управления имеют задержку включения τ₃ (фронт сигналов управления задержан относительно спада противофазного сигнала на временной интервал т₃). Введение такой задержки исключает сквозные токи транзистор-транзистор и позволяет сформировать за время τ₃ мягкие траектории переключения.

В устройстве-прототипе в режиме номинальной нагрузки R=R_H в условиях полной модуляции m=1 (зона «а» временных диаграмм сигналов на фиг. 2) формирование мягкой траектории переключения обеспечивается при перезаряде блокировочных конденсаторов 4, 5 и 6, 7 за счет энергии накопленной в дросселе 8 от протекания номинального выходного тока. В случае выполнения условия равенства энергий W_L и W_C достигаются наилучшие энергетические характеристики устройства-прототипа.

Существенным недостатком устройства-прототипа являются возрастание динамических потерь энергии при уменьшении тока нагрузки, что приводит к нарушению условий формирования плавных траекторий переключения. Рассмотрим действие этого фактора в устройстве-прототипе на примере режима «холостого хода» (XX) источников вторичного электропитания при импульсном либо повторно-кратковременном режиме работы нагрузки.

Временные диаграммы сигналов в режимах XX представлены во второй зоне (зона «б») на фиг. 2. В этом режиме выходной ток устройства и соответственно ток дросселя 8 практически отсутствует. Соответственно отсутствует энергия, накопленная в дросселе 8 для перезаряда блокировочных конденсаторов 4, 5, 6, 7. В результате перезаряд емкости C_б1 осуществляется при включении транзисторов 2.1, 2.2 и 3.1, 3.2. При этом на время перезаряда выходной ток I₁, I₂ полумостовых схем имеет импульсный характер. Амплитуда импульсов тока может достигать величин, значительно превышающих номинальный выходной ток, что может быть связано с понижением надежности работы устройства и приводит к существенному увеличению динамических потерь энергии и соответственно к увеличению рассеиваемой мощности.

Аналогичное увеличение потерь энергии в устройстве-прототипе имеет место при переходе к режиму импульсной модуляции даже при условии номинальной нагрузки. Временные диаграммы сигналов на примере частичной модуляции m≈0,5 представлены в третьей зоне (зона «в») на фиг. 2 - для случая использования наиболее перспективного метода ФИМ.

Принципиальной особенностью работы полумостовых схем 2 и 3 при наличии фазового сдвига сигналов управления V_2.1, V_2.2 одной полумостовой схемы 2 относительно сигналов управления V_3.1 и V_3.2 другой полумостовой схемы 3 является переход в ведущий и ведомый режимы работы. Полумостовая схема 3, формирующая фронт импульсов тока I_L и фронт результирующего напряжения V, работает в ведущем режиме, а схема 2, образующая спад тока I_L и напряжения V, работает в ведомом режиме.

Указанная выше особенность также влияет на повышение потерь энергии, которая выделяется неравномерно в элементах оконечного каскада. Транзисторы 3.1 и 3.2 полумостовой схемы 3 должны обеспечивать жесткий перезаряд блокировочных конденсаторов 6 и 7. Для полумостовой схемы 2 ведомого режима перезаряд конденсаторов 4 и 5 частично осуществляется за счет энергии, накопленной в дросселе 8.

Основным недостатком устройства-прототипа помимо дополнительных потерь энергии в условиях изменения нагрузки и регулирования выходного напряжения являются наличие импульсных токов и импульсных потенциалов, с большой скоростью изменения достигающей (1-2)А/нс и (2-6)В/нс, что соответствует жестким условиям переключения.

В результате устройство-прототип в таких условиях имеет ухудшенные энергетические характеристики и показатели ЭМС.

Недостатки устройства-прототипа ограничивают область его применения во вторичных источниках питания.

Задачей настоящего изобретения является уменьшение потерь энергии и улучшение показателей ЭМС в условиях изменения нагрузки и регулировки выходного напряжения ключевого преобразователя напряжения.

Для решения поставленной задачи в режимах, близких к холостому ходу, в известный ключевой преобразователь напряжения, содержащий фазоимпульсный преобразователь 1, подключенный входом к шине управления, а выходами к входам ключевого усилителя мощности, состоящего из четырех полевых транзисторов 2.1, 2.2., 3.1 и 3.2, включенных попарно в первую и вторую полумостовые схемы 2 и 3, подсоединенных параллельно к шинам электропитания +Е и -Е, четыре блокировочных конденсатора 4, 5, 6 и 7, каждый из которых подключен параллельно одному полевому транзистору соответственно, а также трансформатор 9, первый вывод первичной обмотки которого подключен через первый дроссель 8 к выходу первой полумостовой схемы 2, второй вывод - к выходу второй полумостовой схемы 3, причем вторичная обмотка трансформатора через выходной выпрямитель 10 и фильтр нижних частот 11 соединена с выходными шинами +U_H и -U_H ключевого преобразователя напряжения, дополнительно введены второй и третий дроссели 12 и 13, первый и второй емкостные делители 14 и 15, подключенные параллельно к шинам электропитания, при этом средняя точка первого емкостного делителя соединена через второй дроссель с выходом первой полумостовой схемы, а средняя точка второго емкостного делителя соединена через третий дроссель с выходом второй полумостовой схемы. Структурная схема, содержащая дополнительно введенные элементы, приведена на фиг. 3.

Техническим результатом от введения дополнительного второго и третьего дросселя совместно с первым и вторым емкостными делителями является обеспечение плавной траектории перезаряда блокировочных конденсаторов в режимах, близких к холостому ходу. Мягкие траектории переключения, а следовательно, уменьшение динамических потерь энергии и уменьшение показателей ЭМС, в этом случае достигаются за счет энергии, запасенной в дополнительных дросселях за каждый полупериод переключений соответствующих полумостовых схем.

Для повышения энергетической эффективности в номинальном режиме работы в состав предлагаемого устройства дополнительно введены первый и второй диоды 16 и 17, подключенные последовательно между шинами электропитания, средняя точка которых соединена с первым выводом первичной обмотки трансформатора 9. Структурная схема, содержащая дополнительно введенные диоды, приведена на фиг. 4.

Дополнительным техническим результатом от использования первого и второго диодов является рекуперация избыточной энергии, запасенной в первом дросселе при выходных токах, близких к номинальному режиму. При этом обеспечивается повышение энергетической эффективности предлагаемого регулятора напряжения в номинальном режиме работы.

В ключевых преобразователях с повышенными требованиями к показателям ЭМС большое значение имеет симметричность схемы преобразования энергии и устранение контуров проникновения синфазной ВЧ помехи в выходные шины электропитания. Для этого в состав предлагаемого устройства дополнительно введены четвертый дроссель 18, включенный между выводом второй полумостовой схемы и вторым выводом первичной обмотки трансформатора, а также третий и четвертый диоды 19 и 20, подключенные последовательно между шинами электропитания устройства, средняя точка которых соединена с первым выводом первичной обмотки трансформатора. Дроссели 8 и 18 выполняются одинаково и обеспечивают суммарную индуктивность L_∂. Структурная схема, содержащая дополнительно введенные элементы, приведена на фиг. 5.

Техническим результатом от введения в состав предлагаемого устройства дополнительного четвертого дросселя совместно с третьим и четвертым диодом является устранение протекания кондуктивных токов через проходную емкость трансформатора в выходные шины устройства при симметричной рекуперации избыточной энергии, запасенной в первом и четвертом дросселях. При этом достигается улучшение показателей ЭМС ключевого преобразователя напряжений.

Введение в состав устройства новых блоков и связей в предлагаемом устройстве позволяет повысить энергетическую эффективность и улучшить показатели ЭМС при формировании мягких траекторий переключения в широком диапазоне изменения нагрузки от номинальной до режима холостого хода в условиях регулировки выходного напряжения его стабилизации при изменении напряжения электропитания.

Работа предлагаемого устройства осуществляется следующим образом. Фазоимпульсный преобразователь формирует импульсные сигналы V_2.1, V_2.2 и V_3.2, V_3.1 для управления транзисторами 2.1, 2.2 и 3.2, 3.1 полумостовых схем 2 и 3. Транзисторы в составе полумостовых схем управляются противофазно симметричными сигналами с заданной задержкой включения τ₃. Управление фазоимпульсной модуляцией обеспечивается напряжением по входу ФИП, пропорционально которому осуществляется фазовый сдвиг между сигналами управления V_2.1, V_2.2 и V_3.2, V_3.1. В результате изменяется относительная длительность импульсов разнополярного импульсного напряжения в диагоналях полумостовых схем 2 и 3, подключенных через первый дроссель 8 к первичной обмотке трансформатора. Соответственно обеспечивается управление уровнем выходного напряжения устройства, формируемого выпрямлением и фильтрацией напряжения вторичной обмотки трансформатора.

Особенностью работы предлагаемого устройства (фиг. 3) является использование энергии, запасенной в дросселях 12 и 13 к моменту переключений для формирования плавной траектории перезаряда блокировочных конденсаторов 4, 5 и 6, 7. Емкость С_д делителей 14 и 15 выбирается многократно больше емкости блокировочных конденсаторов С_д>10С_бл и напряжение средней точки емкостных делителей во время работы практически не изменяется и равно Е/2. При симметричных напряжениях V₁, V₂ на выходах полумостовых схем ток дросселей 12 и 13 за полупериод переключений изменяется линейно и достигает к моменту переключений максимального значения I_mL:

где L_б - индуктивность блокировочных дросселей 14 и 15;

T=f₀ - период переключений.

Величина индуктивности L_б дросселей 14 и 15 выбирается из расчета необходимой энергии для перезаряда блокировочных конденсаторов 4, 5 и 6, 7 за время τ₃.

где С_бл - суммарная емкость блокировочных конденсаторов.

В результате в режиме холостого хода при I_L=0 (зона «в» фиг. 6) траектория изменения напряжения V₁ и V₂ формируется с момента выключения соответствующих транзисторов плавным перезарядом блокировочных конденсаторов 4, 5 и 6, 7 за время τ₃.

При этом включении транзисторов полумостовых схем 2 и 3 обеспечивается по нулю напряжения, чем достигается минимизация потерь энергии на переключение.

Аналогичным образом обеспечивается перезаряд блокировочных конденсаторов при наличии фазоимпульсной модуляции, что особенно важно для ведущей полумостовой схемы 3. Для этой схемы даже при наличии номинальной нагрузки в условиях регулировки длительности импульсов переключение осуществляется при нулевом выходном токе I_L=0. Здесь перезаряд емкости блокировочных конденсаторов 6 и 7 осуществляется в основном за счет энергии, запасенной в дросселе 13. В ведомой полумостовой схеме 2 формирование траектории переключения реализуется как за счет выходного тока I_L, так и за счет энергии дросселя 12.

Сумма выходных токов I₁ и I₂ полумостовых схем 2 и 3, определенных как сумма выходного тока I_L с током соответствующих дросселей 12 и 13 к моментам t_k включения транзистора (спад импульсных сигналов V_2.1, V_2.2 и V_3.2, V_3.1), достигает уровня, достаточного для перезаряда блокировочных конденсаторов:

Это обеспечивает гарантированное формирование плавных траекторий переключения и коммутации транзисторов с минимальными потерями энергии в условиях изменения нагрузки в широких пределах и при широком диапазоне регулирования выходного напряжения посредством фазоимпульсной модуляции.

Вместе с тем в номинальном режиме работы в предлагаемом устройстве (фиг. 3) имеет место избыточный запас энергии в дополнительном дросселе 8, что в ключевых регуляторах напряжения повышенной мощности может приводить к потерям энергии в выходном трансформаторе.

Введение диодов 16, 17 (фиг. 4) обеспечивает рекуперацию избыточной энергии, запасенной в дросселе 8, в емкость шин напряжения электропитания устройства. При этом обеспечивается устранение высокочастотных (ВЧ) колебаний в трансформаторе 9 и устраняются ВЧ электромагнитные помехи в шинах выходного напряжения и соответственно улучшаются показатели ЭМС в условиях повышения энергетической эффективности устройства.

В результате введения дросселя 18 и диодов 19 и 20 реализуется симметричная схема КПН (фиг. 5), обеспечивающая наиболее эффективное подавление синфазных коммутационных помех с рекуперацией энергии в емкость шин электропитания устройства.

Сущность изобретения поясняется фиг. 1-6. На фиг. 1 и фиг. 2 представлены структурная схема устройства-прототипа и приведены временные диаграммы, поясняющие работу устройства-прототипа. На фиг. 3 приведена структурная схема предлагаемого устройства, на фиг. 4 и фиг. 5 - структурные схемы предлагаемого устройства с дополнительно введенными элементами и связями, соответствующие второму и третьему пп. формулы соответственно, а на фиг. 6 приведены временные диаграммы, поясняющие работу предлагаемого устройства. Зона «а» (фиг. 2 и фиг. 6) поясняет работу устройства в режиме номинальной нагрузки, зона «б» показывает работу устройства в режиме холостого хода в условиях полной модуляции, «в» - в условиях частичной модуляции.

Таким образом, в заявленном ключевом регуляторе напряжения совокупность введенных блоков и связей обеспечивает уменьшение потерь энергии и улучшение показателей ЭМС. В результате улучшаются энергетические характеристики и показатели качества устройства в широком диапазоне изменения нагрузки и регулировки выходного напряжения. Так при использовании известных КПН при частоте переключения 200-300 кГц КПД не превышает 80% при относительной амплитуде ВЧ помех в шинах выходного напряжения не менее 1-2%, а потери энергии в режиме холостого хода достигают 10-15% от номинальной выходной мощности. Применение заявляемого технического решения обеспечивает повышение КПД до 87-93% при относительной амплитуде ВЧ при пульсаций не более 0,3-0,5% и уменьшение относительных потерь в режиме холостого хода до уровня не более 2% от номинальной выходной мощности КРН.

ИСТОЧНИКИ ИНФОРМАЦИИ

1. Артым А.Д. Усилители класса D и ключевые генераторы в радиосвязи и радиовещании. М.: Связь, 1980, с. 207.

2. Сивере М.А. и др. Мощные транзисторные устройства повышенной частоты. М.: Энергоатомиздат, 1989.

3. Патент США №4992919, Н02М 3/337, приоритет от 12.02.1991.

4. Патент США №5157593, Н02М 3/337, приоритет от 20.10.1992.