Результат интеллектуальной деятельности: СВЧ ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НА ОСНОВЕ ПЛАНАРНОЙ ИНДУКТИВНОСТИ С НИЗКОЙ ДОБРОТНОСТЬЮ

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в микросхемах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных и СВЧ сигналов сегодня широко используются интегральные индуктивности в коллекторных (стоковых) цепях выходных биполярных (полевых) транзисторов [1-23], формирующих амплитудно-частотную характеристику (АЧХ) резонансного типа. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (RLC-фильтров) на основе большинства конструкций планарных индуктивностей не позволяет обеспечить высокие значения добротности результирующей АЧХ. В этой связи достаточно актуальной является задача построения СВЧ высокодобротных избирательных усилителей (ИУ) при использовании низкодобротных планарных индуктивностей.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель фиг. 1, представленный в патенте US 6.825.722 fig. 1. Он содержит первый 1 и второй 2 полевые транзисторы, истоки которых соединены с первой 3 шиной источника питания через токостабилизирующий двухполюсник 4, выход устройства 5, частотозадающий конденсатор 6, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, частотозадающую индуктивность 8, включенную по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, и паразитный резистор 9, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, причем затвор первого 1 полевого транзистора соединен со входом устройства 10, а его сток связан со второй 11 шиной источника питания.

Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что оно не обеспечивает высокую добротность (Q) амплитудно-частотной характеристики при низкодобротных индуктивностях и имеет небольшие значения коэффициента усиления по напряжению (K₀) на частоте квазирезонанса (f₀).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности резонансной амплитудно-частотной характеристики избирательного усилителя при использовании низкодобротных планарных индуктивностей.

Первая дополнительная задача - создание условий для построения на основе заявляемого ИУ многокаскадных полосовых фильтров путем непосредственного (без дополнительных цепей согласования статических уровней) последовательного включения нескольких ИУ фиг. 2.

Вторая дополнительная задача - увеличение коэффициента усиления по напряжению K₀ на частоте квазирезонанса f₀, а также создание условий для электронного управления величинами K₀, Q при f₀=const.

Поставленные задачи решаются тем, что в СВЧ избирательном усилителе фиг. 1, содержащем первый 1 и второй 2 полевые транзисторы, истоки которых соединены с первой 3 шиной источника питания через токостабилизирующий двухполюсник 4, выход устройства 5, частотозадающий конденсатор 6, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, частотозадающую индуктивность 8, включенную по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, и паразитный резистор 9, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, причем затвор первого 1 полевого транзистора соединен со входом устройства 10, а его сток связан со второй 11 шиной источника питания, предусмотрены новые элементы и связи - в схему введено дополнительное токовое зеркало 12, согласованное со второй 11 шиной источника питания, вход которого соединен со стоком второго 2 полевого транзистора, а выход подключен к затвору второго 2 полевого транзистора и выходу устройства 5.

Схема избирательного усилителя-прототипа показана на чертеже фиг. 1. На чертеже фиг. 2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с формулой изобретения.

На чертеже фиг. 3 представлена схема фиг. 2 с конкретным выполнением дополнительного токового зеркала 12 на биполярном транзисторе 13.

На чертеже фиг. 4 представлена схема фиг. 2 с выполнением дополнительного токового зеркала 12 на полевых транзисторах 19 и 20.

На чертеже фиг. 5 приведена схема СВЧ избирательного усилителя фиг. 2 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях интегральных транзисторов Xfab.

На чертеже фиг. 6 показаны (в мелком масштабе) амплитудно-частотные характеристики ИУ фиг. 5 при различных значениях коэффициента передачи по току Ki дополнительного токового зеркала 12, а также следующих параметрах паразитного резистора 9, частотозадающей индуктивности 8 и частотозадающего конденсатора 6: R9=1 кОм, L8=2.5 нГн, С6=10 пФ.

На чертеже фиг. 7 представлены (в укрупненном масштабе) амплитудно-частотные характеристики ИУ фиг. 5 при различных значениях коэффициента передачи по току Ki дополнительного токового зеркала 12, а также следующих параметрах паразитного резистора 9, частотозадающей индуктивности 8 и частотозадающего конденсатора 6: R9=1 кОм, L8=1 нГн, С6=1 пФ.

На чертеже фиг. 8 показаны амплитудно-частотные характеристики ИУ фиг. 5 при различных значениях коэффициента передачи по току Ki дополнительного токового зеркала 12, а также следующих параметрах паразитного резистора 9, частотозадающей индуктивности 8, частотозадающего конденсатора 6: Ki=1, L8=2.5 нГн, С6=10 пФ, R9=1 кОм и суммарном токе общей истоковой цепи транзисторов 1 и 2 I₀=1 мА.

На чертеже фиг. 9 приведены амплитудно-частотные характеристики ИУ фиг. 5 при различных значениях тока токостабилизирующего двухполюсника 4 (I₀) и следующих параметрах элементов R9=1 кОм, L8=2.5 нГн, С6=10 пФ и Ki=1.

На чертеже фиг. 10 представлены амплитудно-частотные характеристики ИУ фиг. 5 при различных значениях Ki дополнительного токового зеркала 12 и R9=1 кОм, L8=2.5 нГн, С6=10 пФ, а также при токе I₀=1 мА.

На чертеже фиг. 11 показаны амплитудно-частотные характеристики ИУ фиг. 5 при различных значениях сопротивления паразитного резистора 9 (R0), при Ki=1, L8=2.5 нГн, С6=10 пФ и токе I₀=1 мА.

На чертеже фиг. 12 представлена схема избирательного усилителя фиг. 2 в среде компьютерного моделирования PSpice на моделях полевых транзисторов с управляющим p-n-переходом (базовый матричный кристалл АБМК_1_3 НПО «Интеграл», г. Минск).

На чертеже фиг. 13 приведены амплитудно-частотные характеристики ИУ фиг. 12 при различных значениях сопротивления паразитного резистора 9: R9=Rvar=100 Ом/300 Ом/500 Ом/700 Ом/1 кОм.

На чертеже фиг. 14 показаны амплитудно-частотные характеристики ИУ фиг. 12 при различных значениях коэффициента передачи по току (Ki=0.5/1/1.5/2/3) дополнительного токового зеркала 12.

СВЧ избирательный усилитель на основе планарной индуктивности с низкой добротностью фиг. 2 содержит первый 1 и второй 2 полевые транзисторы, истоки которых соединены с первой 3 шиной источника питания через токостабилизирующий двухполюсник 4, выход устройства 5, частотозадающий конденсатор 6, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, частотозадающую индуктивность 8, включенную по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, и паразитный резистор 9, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, причем затвор первого 1 полевого транзистора соединен со входом устройства 10, а его сток связан со второй 11 шиной источника питания. В схему введено дополнительное токовое зеркало 12, согласованное со второй 11 шиной источника питания, вход которого соединен со стоком второго 2 полевого транзистора, а выход подключен к затвору второго 2 полевого транзистора и выходу устройства 5.

На чертеже фиг. 3 дополнительное токовое зеркало 12 выполнено на биполярном транзисторе 13, p-n-переходе 14 и резисторах 15, 16. Для симметрирования статического режима транзисторов 1 и 2 используется цепь согласования на p-n-переходе 17 и резисторе 18.

На чертеже фиг. 4 дополнительное токовое зеркало 12 реализовано на полевых транзисторах 19 и 20, а цепь симметрирования статического режима реализована в виде вспомогательного источника напряжения 21.

Рассмотрим работу ИУ фиг. 2.

Источник входного сигнала u_вх изменяет токи стока первого 1 и второго 2 полевых КМОП транзисторов. При этом токостабилизирующий двухполюсник 4 не только стабилизирует их малосигнальные параметры, но и обеспечивает приращение тока стока второго 2 полевого транзистора. Использование в схеме дополнительного токового зеркала 12, входная цепь которого включена в цепь стока второго 2 полевого транзистора, позволяет масштабировать указанное приращение тока. Поэтому падение напряжения на LC-цепи, образованной низкодобротной планарной частотозадающей индуктивностью 8 и частотозадающим конденсатором 6 (паразитным резистором 9 моделируются (учитываются) эквивалентные потери в планарной индуктивности 8), непосредственно определяется коэффициентом передачи по току (K_i) дополнительного токового зеркала 12. Соединение LC-цепи (L₈, С₆) с затвором второго 2 полевого транзистора реализует комплексную обратную связь. В силу симметрии амплитудно-частотной и фазочастотной характеристик этой LC-цепи в окрестности частоты квазирезонанса (f₀), которая непосредственно определяется ее реактивными элементами, действие указанной обратной связи направлено на изменение реализуемой в схеме добротности Q и коэффициента усиления K₀ на частоте квазирезонанса f₀. Фазовые соотношения каскада на втором 2 полевом транзисторе, дополнительного токового зеркала 12 и LC-цепи (L₈, С₆) увеличивают избирательные свойства схемы. Вещественность и регенеративность обратной связи обеспечивается только на одной частоте, совпадающей с частотой квазирезонанса f₀. Именно по этой причине действие обратной связи направлено на увеличение реализуемой добротности Q и коэффициента усиления K₀ без изменения частоты квазирезонанса f₀.

Покажем аналитически, что в схеме фиг. 2 реализуется более высокое значение добротности Q и коэффициента усиления K₀ на частоте квазирезонанса. Действительно, комплексный коэффициент передачи ИУ фиг. 2 определяется по формуле

где f - частота входного сигнала;

f₀ - частота квазирезонанса избирательного усилителя;

Q - добротность АЧХ избирательного усилителя;

K₀ - коэффициент усиления ИУ на частоте квазирезонанса f₀.

При этом частота квазирезонанса схемы ИУ f₀ фиг. 2 находится из классического соотношения для параллельного колебательного контура:

а добротность Q зависит от глубины вещественной обратной связи ИУ фиг. 2:

где S - крутизна первого 1 и второго 2 полевых транзисторов;

L₈, С₆ - параметры планарной частотозадающей индуктивности 8 и частотозадающего конденсатора 6;

g₀ - проводимость паразитного резистора 9, определяющая эквивалентные потери в частотозадающей индуктивности 8 и частотозадающем конденсаторе 6.

Аналогично можно найти, что коэффициент усиления по напряжению ИУ на частоте f₀ увеличивается с ростом добротности Q:

Для приведенной на чертеже фиг. 3 схемы ИУ

где R₁₅, R₁₆ - сопротивления резисторов 15 и 16;

α₁₃, - статический коэффициент передачи эмиттерного тока и входное сопротивление биполярного транзистора 13 для схемы с общей базой.

Что касается варианта реализации ИУ на КМОП транзисторах (фиг. 4), то здесь K_i=1. Поэтому основные параметры Q и K₀ зависят от крутизны первого 1 и второго 2 полевых транзисторов

Отметим, что в устройстве-прототипе (фиг. 1)

где - сопротивление потерь планарной частотозадающей индуктивности 8.

Соотношение (6) точно соответствует добротности LC контура (L₈C₆) с учетом потерь (R₉). Таким образом, действие обратной связи в схеме фиг. 2 направлено на компенсацию потерь, связанных с низким значением собственной добротности планарной индуктивности и наличием эквивалентных потерь LC-цепи .

Как видно из уравнений (2)-(5), в достаточно широком диапазоне численных значений (L) планарной частотозадающей индуктивности 8 при достаточно больших потерях в LC-цепи (величине g₀) выбором емкости частотозадающего конденсатора 6, крутизны КМОП транзисторов S и (или) параметров, входящих в соотношение (5), можно реализовать требуемые значения основных параметров ИУ.

Важным свойством предлагаемой схемы ИУ является низкая чувствительность ее основных параметров к параметрам частотозадающей L₈C₆-цепи (элементы 8, 6). Действительно, при условии, что С₆>>С_п

где С_п - паразитная входная емкость на подложку в цепи затвора транзистора 2.

В этом случае параметрическая чувствительность добротности при слаботочном режиме работы полевых транзисторов (1, 2) оказывается достаточно низкой

Замечательной особенностью схемы ИУ фиг. 2 является возможность функциональной настройки ИУ. Как видно из соотношения (3), необходимое значение Q можно скорректировать через крутизну S изменением тока (I₀) токостабилизирующего двухполюсника 4 и параметров второго 2 полевого транзистора. Действительно,

где Ι₀ - ток двухполюсника 4;

β - параметр полевого транзистора 2(1), определяемый его геометрией.

Аналогично коэффициент усиления на частоте f₀:

При использовании в качестве дополнительного токового зеркала 12 биполярного транзистора 13 фиг. 3 настройка этих параметров может быть реализована изменением Ki посредством изменений сопротивлений цепи стока (R₁₅), эмиттера (R₁₆) или входного сопротивления транзистора 13. В этом случае

где , , - относительные изменения соответствующих сопротивлений.

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение ИУ характеризуется более высокими значениями добротности и коэффициента усиления по напряжению в СВЧ и КВЧ диапазонах. Учитывая, что статические напряжения на входе 10 и выходе 5 равны нулю, можно сделать также вывод о том, что заявляемая схема ИУ допускает последовательное каскадирование нескольких ИУ без применения специальных согласующих цепей.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Патентная заявка US 2009/140771.

2. Патентная заявка US 2006/0028275.

3. Патентная заявка JP 2004/282499.

4. Патентная заявка US 2010/0013557.

5. Патент US 5.378.997.

6. Патентная заявка US 2005/0093628.

7. Патент US 5.343.162.

8. Патентная заявка US 2005/0062533.

9. Патентная заявка US 2005/0162229.

10. Патент US 6.628.170.

11. Патентная заявка US 2009/0212872.

12. Патентная заявка US 2006/0049874.

13. Патентная заявка US 2006/0071712.

14. Патентная заявка US 2004/0246051.

15. Патент US 6.882.223.

16. Патент ЕР 1480333.

17. Патент WO 3084054.

18. Патент US 6.366.166.

19. Патент US 6.515.547.

20. Патентная заявка US 2005/0104661.

21. Патентная заявка US 2009/0322427.

22. Патент US 7.834.703.

23. Патентная заявка US 2008/0122538.