Результат интеллектуальной деятельности: ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НА ОСНОВЕ ПЛАНАРНОЙ ИНДУКТИВНОСТИ С НИЗКОЙ ДОБРОТНОСТЬЮ

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в микросхемах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных и СВЧ-сигналов сегодня широко используются интегральные индуктивности в коллекторных (стоковых) цепях выходных биполярных (полевых) транзисторов [1-23], формирующих амплитудно-частотную характеристику (АЧХ) резонансного типа. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (RLC-фильтров) на основе большинства конструкций планарных индуктивностей не позволяет обеспечить высокие значения добротности результирующей АЧХ. В этой связи достаточно актуальной является задача построения СВЧ высокодобротных избирательных усилителей (ИУ) при использовании низкодобротных планарных индуктивностей.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель фиг. 1, представленный в патенте 6.825.722, fig. 1. Он содержит первый 1 и второй 2 входные полевые транзисторы, объединенные истоки которых связаны с первой 3 шиной источника питания через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник, выход устройства 5, частотозадающий конденсатор 6, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, частотозадающую индуктивность 8, включенную по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, паразитный резистор 9, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, причем затвор первого 1 входного полевого транзистора соединен со входом устройства 10, вторую 11 шину источника питания.

Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что оно не обеспечивает высокую добротность (Q) амплитудно-частотной характеристики при низкодобротных индуктивностях и имеет небольшие значения коэффициента усиления по напряжению (K₀) на частоте квазирезонанса (f₀).

Основная задача предлагаемого изобретения состоят в повышении добротности резонансной амплитудно-частотной характеристики избирательного усилителя при использовании низкодобротных планарных индуктивностей.

Первая дополнительная задача - создание условий для построения на основе заявляемого ИУ многокаскадных полосовых фильтров путем непосредственного (без дополнительных цепей согласования статических уровней) последовательного включения нескольких ИУ фиг. 2.

Вторая дополнительная задача - увеличение коэффициента усиления по напряжению K₀ на частоте квазирезонанса f₀, а также создание условий для электронного управления величинами K₀, Q при f₀=const.

Поставленные задачи решаются тем, что в избирательном усилителе фиг. 1, содержащем первый 1 и второй 2 входные полевые транзисторы, объединенные истоки которых связаны с первой 3 шиной источника питания через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник, выход устройства 5, частотозадающий конденсатор 6, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, частотозадающую индуктивность 8, включенную по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, паразитный резистор 9, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, причем затвор первого 1 входного полевого транзистора соединен с входом устройства 10, вторую 11 шину источника питания, предусмотрены новые элементы и связи - сток первого 1 входного полевого транзистора связан с выходом устройства 5 и подключен к затвору второго 2 входного полевого транзистора.

Схема избирательного усилителя-прототипа показана на фиг. 1. На фиг. 2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п. 1 и п. 2 формулы изобретения.

На фиг. 3 приведена схема заявляемого устройства в соответствии с п. 3 формулы изобретения.

На фиг. 4 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п. 4 формулы изобретения.

На фиг. 5 показана схема заявляемого устройства в соответствии с п. 5 формулы изобретения.

На фиг. 6 приведена схема избирательного усилителя фиг. 3 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях интегральных транзисторов Xfab.

На фиг. 7 представлены амплитудно-частотные характеристики усилителя фиг. 6 при следующих параметрах элементов: R₁=2 кОм (резистор 14), L₀=10 нГн (индуктивность 8), C₀=2.5 пФ (конденсатор 6), и различных значениях сопротивления R₀ (резистор 9).

На фиг. 8 показаны фазочастотные характеристики усилителя фиг. 6 при следующих параметрах элементов: R₁=2 кОм, L₀=10 нГн, C₀=2.5 пФ, и различных значениях сопротивления R₀.

На фиг. 9 приведена схема избирательного усилителя, соответствующая фиг. 2, в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях интегральных транзисторов Xfab.

На фиг. 10 представлена амплитудно-частотная характеристика усилителя фиг. 9 в мелком масштабе при следующих параметрах элементов: C₀=25 пФ, L₀=1 нГн, I₀=2 мА, R₂=1 кОм.

На фиг. 11 показана амплитудно-частотная характеристика усилителя фиг. 9 в увеличенном масштабе при следующих параметрах элементов: C₀=25 пФ, L₀=1 нГн, I₀=2 мА, R₂=1 кОм.

На фиг. 12 приведены амплитудно-частотные характеристики усилителя фиг. 9 при различных значениях сопротивления резистора R₂ (резистор 9) и L₀=1 нГн, I₀=2 мА, C₀=25 пФ.

Избирательный усилитель на основе планарной индуктивности с низкой добротностью, фиг. 2, содержит первый 1 и второй 2 входные полевые транзисторы, объединенные истоки которых связаны с первой 3 шиной источника питания через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник, выход устройства 5, частотозадающий конденсатор 6, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, частотозадающую индуктивность 8, включенную по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, паразитный резистор 9, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, причем затвор первого 1 входного полевого транзистора соединен с входом устройства 10, вторую 11 шину источника питания. Сток первого 1 входного полевого транзистора связан с выходом устройства 5 и подключен к затвору второго 2 входного полевого транзистора.

На фиг. 2, в соответствии с п. 2 формулы изобретения, сток второго 2 входного полевого транзистора связан со второй 11 шиной источника питания через цепь согласования потенциалов 12, вход которой соединен со стоком второго 2 входного полевого транзистора.

На фиг. 3, в соответствии с п. 3 формулы изобретения, сток первого 1 входного полевого транзистора связан с выходом устройства 5 через первый 13 разделительный конденсатор и соединен со второй 11 шиной источника питания через дополнительный резистор 14.

На фиг. 4, в соответствии с п. 4 формулы изобретения, в качестве входа цепи согласования потенциалов 12 используется вход дополнительного токового зеркала 15, выход которого связан с выходом устройства 5.

На фиг. 5, в соответствии с п. 5 формулы изобретения, сток первого 1 входного полевого транзистора связан с выходом устройства 5 через второй 16 разделительный конденсатор и подключен к дополнительному источнику напряжения смещения 17 через вспомогательный резистор 18.

Источник входного сигнала u_вх изменяет токи стока первого 1 и второго 2 входных полевых транзисторов. При этом первый 4 токостабилизирующий двухполюсник не только стабилизирует их малосигнальные параметры, но и обеспечивает приращение тока стока первого 1 входного полевого транзистора, которое передается на выход устройства 5. Поэтому падение напряжения на LC-цепи (L₈, C₆), образованной низкодобротной планарной частотозадающей индуктивностью 8 и частотозадающим конденсатором 6 (паразитным резистором 9 моделируются (учитываются) эквивалентные потери в планарной индуктивности 8 и подложке интегральной схемы), непосредственно определяется крутизной (S) входных полевых транзисторов 1 и 2. Соединение LC-цепи (L₈, C₆) с затвором второго 2 полевого транзистора реализует комплексную обратную связь. В силу симметрии амплитудно-частотной и фазочастотной характеристик этой LC-цепи в окрестности частоты квазирезонанса (f₀), которая непосредственно определяется ее реактивными элементами, действие указанной обратной связи направлено на увеличение реализуемой в схеме добротности Q и коэффициента усиления K₀ на частоте квазирезонанса f₀. Фазовые соотношения каскада на первом 1 и втором 2 входных полевых транзисторах и LC-цепи (L₈, C₆) увеличивают избирательные свойства схемы. Вещественность и регенеративность обратной связи обеспечивается только на одной частоте, совпадающей с частотой квазирезонанса f₀. Именно по этой причине действие обратной связи направлено на увеличение реализуемой добротности Q и коэффициента усиления K₀ без изменения частоты квазирезонанса f₀.

Покажем аналитически, что в схеме фиг. 2 реализуется более высокое значение добротности Q и коэффициента усиления K₀ на частоте квазирезонанса. Действительно, комплексный коэффициент передачи ИУ фиг. 2 определяется по формуле

где f - частота входного сигнала;

f₀ - частота квазирезонанса избирательного усилителя;

Q - добротность АЧХ избирательного усилителя;

K₀ - коэффициент усиления ИУ на частоте квазирезонанса f₀.

При этом частота квазирезонанса f₀ схемы ИУ фиг. 2 находится из классического соотношения для параллельного колебательного контура:

а добротность Q зависит от глубины вещественной обратной связи ИУ фиг. 2:

где S - крутизна первого 1 (второго 2) входных полевых транзисторов;

L₈, C₆ - параметры планарной частотозадающей индуктивности 8 и частотозадающего конденсатора 6;

g₉ - проводимость паразитного резистора 9, определяющая эквивалентные потери в частотозадающей индуктивности 8 и частотозадающем конденсаторе 6.

Аналогично можно найти, что коэффициент усиления по напряжению ИУ на частоте f₀ увеличивается с ростом добротности Q:

Поэтому основные параметры Q и K₀ схемы фиг. 2 зависят от крутизны первого 1 и второго 2 полевых транзисторов

Отметим, что в ИУ-прототипе (фиг. 1)

где - эквивалентное сопротивление потерь планарной частотозадающей индуктивности 8 и частотозадающего конденсатора 6 с учетом влияния подложки интегральной схемы.

Соотношение (7) соответствует добротности LC-контура (L₈C₆) с учетом потерь (R₉). Таким образом, действие обратной связи в схеме фиг. 2 направлено на компенсацию потерь, связанных с низким значением собственной добротности планарной индуктивности Q_L≈2πf₀L₈/R₉ и наличием эквивалентных потерь LC-цепи: Q_э≈2πf₀C₆/g₉=2πf₀C₆R₉.

Как видно из уравнений (2)-(6), в достаточно широком диапазоне численных значений L₈ (планарной частотозадающей индуктивности 8) при достаточно больших потерях в LC-цепи (величине g₉) выбором емкости частотозадающего конденсатора 6, крутизны полевых транзисторов S можно реализовать требуемые значения основных параметров ИУ за счет выбора оптимальной геометрии этих приборов.

Важным свойством предлагаемой схемы ИУ является низкая чувствительность ее основных параметров к нестабильностям параметров частотозадающей L₈C₆-цепи (элементы 8, 6). Действительно, при условии, что C₆»C_п

где C_п - паразитная входная емкость на подложку в цепи затвора второго 2 полевого транзистора.

В этом случае параметрическая чувствительность добротности при слаботочном режиме работы входных полевых транзисторов (1, 2) оказывается достаточно низкой:

Замечательной особенностью схемы ИУ, фиг. 2, является возможность функциональной настройки ИУ. Как видно из соотношения (3), необходимое значение Q можно скорректировать через крутизну S изменением тока I₀ токостабилизирующего двухполюсника 4 и параметров второго 2 полевого транзистора. Действительно,

где I₀ - статический ток двухполюсника 4;

β - параметр первого 1 и второго 2 полевых транзисторов, определяемый их геометрией.

Аналогично коэффициент усиления K₀ на частоте f₀:

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение ИУ характеризуется более высокими значениями добротности и коэффициента усиления по напряжению в СВЧ- и КВЧ- диапазонах. Учитывая, что статические напряжения на входе 10 и выходе 5 устройства равны нулю, можно сделать также вывод о том, что заявляемая схема ИУ допускает последовательное каскадирование нескольких ИУ без применения специальных согласующих цепей.

Источники информации

1. Патентная заявка US 2009/140771

2. Патентная заявка US 2006/0028275

3. Патентная заявка JP 2004/282499

4. Патентная заявка US 2010/0013557

5. Патент US 5.378.997

6. Патентная заявка US 2005/0093628

7. Патент US 5.343.162

8. Патентная заявка US 2005/0062533

9. Патентная заявка US 2005/0162229

10. Патент US 6.628.170

11. Патентная заявка US 2009/0212872

12. Патентная заявка US 2006/0049874

13. Патентная заявка US 2006/0071712

14. Патентная заявка US 2004/0246051

15. Патент US 6.882.223

16. Патент EP 1480333

17. Патент WO 3084054

18. Патент US 6.366.166

19. Патент US 6.515.547

20. Патентная заявка US 2005/0104661

21. Патентная заявка US 2009/0322427

22. Патент US 7.834.703

23. Патентная заявка US 2008/0122538