КОМПЛЕМЕНТАРНЫЙ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С РАСШИРЕННЫМ ДИАПАЗОНОМ АКТИВНОЙ РАБОТЫ

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в качестве устройства усиления аналоговых сигналов с широким динамическим диапазоном, в структуре аналоговых микросхем различного функционального назначения (например, быстродействующих операционных усилителях (ОУ), мультидифференциальных ОУ и RC-фильтрах на их основе).

Известны схемы комплементарных входных каскадов ОУ, выполненных в виде дифференциальных усилителей (ДУ) на n-p-n и p-n-p транзисторах с так называемой «архитектурой входного каскада операционного усилителя µА741» [1-30]. На их модификации выдано более 50 патентов для ведущих микроэлектронных фирм мира. Дифференциальные усилители данного класса, наряду с типовым параллельно-балансным каскадом [29-31], стали основным усилительным элементом многих аналоговых интерфейсов. Это связано с тем, что в таких ДУ минимизируется входная емкость из-за отсутствия эффекта Миллера. Предлагаемое изобретение относится к данному подклассу устройств.

Ближайшим прототипом (фиг.1) заявляемого устройства является комплементарный дифференциальный усилитель по патенту US 4.429.284, fig.2, содержащий первый 1 и второй 2 входные транзисторы, базы которых являются соответствующими входами 3, 4 устройства, первый 5 и второй 6 выходные транзисторы, базы которых соединены с источником опорного тока 7, первый 8 и второй 9 токоограничивающие резисторы, включенные между эмиттерами соответствующих первого 1 входного и первого 5 выходного транзисторов, а также второго 2 входного и второго 6 выходного транзисторов, первый 10 и второй 11 последовательно соединенные вспомогательные резисторы, включенные между эмиттерами первого 1 и второго 2 входных транзисторов, вспомогательный прямосмещенный p-p переход 12, включенный между базами первого 5 и второго 6 выходных транзисторов и общим узлом 13 последовательно соединенных первого 10 и второго 11 вспомогательных резисторов, первую группу противофазных токовых выходов (14, 15), связанную с коллекторами первого 5 и второго 6 входных транзисторов, вторую группу противофазных токовых выходов (16, 17), связанную с коллекторами первого 1 и второго 6 выходных транзисторов.

Существенный недостаток известного ДУ состоит в том, что он имеет сравнительно узкий динамический диапазон (U_гр) линейного усиления дифференциальных сигналов (U_вх.max<U_гр≈100÷150 мВ). Как показано в монографии авторов настоящей заявки [31], это обстоятельство является главной причиной невысокого быстродействия современных операционных усилителей, обусловленной нелинейным режимом работы входного каскада ОУ. При этом для большинства ОУ с высокоимпедансным узлом и одним корректирующим конденсатором (C_к) максимальная скорость нарастания выходного напряжения определяется формулой [31]

где f_cp - частота единичного усиления (частота среза) скорректированного ОУ;

U_гр - напряжение ограничения проходной характеристики i_вых=f(u_вх) входного каскада (для классических ДУ U_гр=50÷100 мВ).

Из (1) следует, что повышение υ_вых можно осуществить двумя качественно разными путями [31]:

1. Увеличением диапазона активной работы входного ДУ (U_гр) без изменения крутизны преобразования входного напряжения в выходные токи ДУ;

2. Повышением f_cp за счет улучшения частотных свойств транзисторов, что связано, прежде всего, с использованием более высокочастотных и дорогостоящих техпроцессов (SG25VD, SG25Н1, SG25RН и др.).

Заявляемый входной каскад ОУ решает задачу повышения быстродействия за счет увеличения (без изменения крутизны) в несколько раз диапазона линейной работы входного каскада, измеряемого напряжением ограничения U_гр=0.4÷0,8 В.

Кроме этого предлагаемый ДУ достаточно эффективен в мультидифференциальных ОУ, где от входных каскадов требуется достаточно широкий диапазон линейной работы, а также в RC-фильтрах с малым уровнем нелинейных искажений.

Таким образом, основная задача предлагаемого изобретения состоит в расширении диапазона активной работы входного каскада ОУ для дифференциального сигнала - получении граничных напряжений его проходной характеристики i_вых=f(u_вх) на уровне U_гр=0.4÷0,8 В.

Поставленная задача достигается тем, что в комплементарном дифференциальном усилителе с расширенным диапазоном активной работы, содержащем первый 1 и второй 2 входные транзисторы, базы которых являются соответствующими входами 3, 4 устройства, первый 5 и второй 6 выходные транзисторы, базы которых соединены с источником опорного тока 7, первый 8 и второй 9 токоограничивающие резисторы, включенные между эмиттерами соответствующих первого 1 входного и первого 5 выходного транзисторов, а также второго 2 входного и второго 6 выходного транзисторов, первый 10 и второй 11 последовательно соединенные вспомогательные резисторы, включенные между эмиттерами первого 1 и второго 2 входных транзисторов, вспомогательный прямосмещенный p-n переход 12, включенный между базами первого 5 и второго 6 выходных транзисторов и общим узлом 13 последовательно соединенных первого 10 и второго 11 вспомогательных резисторов, первую группу противофазных токовых выходов (14, 15), связанную с коллекторами первого 1 и второго 2 входных транзисторов, вторую группу противофазных токовых выходов (16, 17), связанную с коллекторами первого 5 и второго 6 выходных транзисторов, предусмотрены новые элементы и связи - в качестве вспомогательного прямосмещенного p-n перехода 12 используется эмиттерный p-n переход дополнительного транзистора 18, коллектор которого связан с шиной 19 источника питания.

Схема усилителя-прототипа представлена на чертеже фиг.1. На чертеже фиг.2 показано заявляемое устройство в соответствии с формулой изобретения.

На чертеже фиг.3 показана типовая архитектура быстродействующего операционного усилителя.

На чертеже фиг.4 показана схема ДУ-прототипа в среде компьютерного моделирования PSpise на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар».

На чертеже фиг.5 - фиг.6 приведены зависимости выходных токов ДУ фиг.4 от входного напряжения при различных значениях сопротивлений резистора R_i R_i=R₈=R₉=R₁₀=20 Ом - фиг.5 и R_i=200 Ом - фиг.6.

На чертеже фиг.7 показана схема заявляемого ДУ фиг.2 в среде компьютерного моделирования PSpise на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар».

На чертежах фиг.8 - фиг.9 приведены зависимости выходных токов от входного напряжения ДУ фиг.7 при различных значениях сопротивлений R₀ согласующего резистора 20, включенного в эмиттер транзистора 18.

На чертежах фиг.10 - фиг.11 приведены зависимости разностей выходных токов ДУ от входного напряжения u_вх ДУ фиг.7 при различных значениях сопротивлений R₀ согласующего резистора 20.

Комлементарный дифференциальный усилитель с расширенным диапазоном активной работы фиг.2 содержит первый 1 и второй 2 входные транзисторы, базы которых являются соответствующими входами 3, 4 устройства, первый 5 и второй 6 выходные транзисторы, базы которых соединены с источником опорного тока 7, первый 8 и второй 9 токоограничивающие резисторы, включенные между эмиттерами соответствующих первого 1 входного и первого 5 выходного транзисторов, а также второго 2 входного и второго 6 выходного транзисторов, первый 10 и второй 11 последовательно соединенные вспомогательные резисторы, включенные между эмиттерами первого 1 и второго 2 входных транзисторов, вспомогательный прямосмещенный p-n переход 12, включенный между базами первого 5 и второго 6 выходных транзисторов и общим узлом 13 последовательно соединенных первого 10 и второго 11 вспомогательных резисторов, первую группу противофазных токовых выходов (14, 15), связанную с коллекторами первого 1 и второго 2 входных транзисторов, вторую группу противофазных токовых выходов (16, 17), связанную с коллекторами первого 5 и второго 6 выходных транзисторов. В качестве вспомогательного прямосмещенного p-n перехода 12 используется эмиттерный p-n переход дополнительного транзистора 18, коллектор которого связан с шиной 19 источника питания.

На чертеже фиг.3 заявляемый дифференциальный усилитель фиг.2 (21) включен в классическую структуру быстродействующего ОУ с высокоимпедансным узлом 22, которая содержит дополнительные токовые зеркала 23, 24, выходной буфер 25 и корректирующий конденсатор (C_к) 26. При этом ОУ охвачен 100% отрицательной обратной связью. Его электропитание обеспечивается источниками 27 и 28.

На чертеже фиг.2, в соответствии с п.2 формулы изобретения, последовательно с эмиттерным p-n переходом дополнительного транзистора 18 включен согласующий резистор 20.

Рассмотрим вначале работу известного устройства фиг.1.

Статические токи всех транзисторов схемы определяются током I₇ токостабилизирущего двухполюсников 7. При этом, для достаточно низкоомных резисторов 8, 10, 11, 9 (R₈=R₁₀=R₁₁=R₉=R=10-15 Ом) за счет увеличения площадей эмиттерных переходов транзисторов 5, 6 можно при нулевом входном напряжении ДУ (U_вх=0) обеспечить равенство всех эмиттерных токов схемы:

где 2I₀=I₇ - некоторый опорный ток, например 1 мА.

На основании уравнений Кирхгофа при U_вх=0 можно записать следующие уравнения

U_d=U_AB=0,7 B - напряжение на двухполюснике 12 (вспомогательном прямосмещенном p-n переходе),

эмиттер-база транзисторов 5 и 6.

Таким образом, эмиттерные токи выходных транзисторов 5, 6 при U_вх=0

а эмиттерные токи входных транзисторов 1 и 2:

Для приращений тока через R10 и R11, вызванных изменениями входного напряжения, можно записать

Поэтому приращение напряжения u_CB между узлами «С» и «В», «открывающего» транзистор VT5

Как следствие, приращение эмиттерного тока i_э5 выходного транзистора 5 и его суммарный эмиттерный ток i_э5(t)

Аналогично для эмиттерного тока выходного транзистора 6

Транзистор 6 полностью «закроется», если i_э6(t)≈0, то есть при

Учитывая, что R8 и R9, существенно влияющие на крутизну S_вх проходной характеристики ДУ i_вых=f(u_вх), не могут выбираться большими, из (15) следует, что при фиксированной крутизне S_вх рассматриваемая схема фиг.1 не может обеспечить пропорциональность выходных токов от u_вх в широком диапазоне изменений u_вх, причем крутизна

где , - h-параметры транзисторов 1 и 5 в схеме с общей базой. При этом максимальные выходные токи ДУ не могут превышать значения

I_к5.max=I_к6.max=2I₀, I_к1.max=I_к2.max=4I₀. Следовательно, ДУ фиг.1 работает в режиме класса «А», для которого выходные токи жестко связаны с суммарным статическим током, потребляемым ДУ от источника питания. В этом состоит один из существенных недостатков ДУ-прототипа.

Рассмотрим далее схему заявляемого ДУ фиг.2.

Статический режим транзисторов схемы фиг.2 при R₁₀=R₁₁≤1 кОм и U_вх=0, описываются следующей системой уравнений Кирхгофа:

где R₀ - сопротивление резистора 20.

Если учесть, что U_эб.i≈0,7 В, то можно найти статические (U_вх=0) эмиттерные токи всех основных (1, 2, 5, 6) транзисторов схемы

Будем в дальнейшем считать, например, что R₀=R₈=R₉=10÷20 Ом. Если на вход Вх.1 подается положительное напряжение u_вх, то ток через резисторы 10÷11 получает приращение i_R, которое создает на резисторе 10 «отпирающее» транзистор 5, а на резисторе 11 «запирающее» транзистор 6 напряжения, которые вызывают соответствующие изменения коллекторных токов этих транзисторов. Так для левой части схемы ДУ фиг.2

При этом транзисторы 6 и 2 «подзапираются», так как их коллекторные токи уменьшаются на величину

Полное запирание транзисторов 2, 6 (I_к3=0, I_к6=0) произойдет при входном граничном напряжении

Таким образом при u_вх=U_гр максимальные выходные токи ДУ достигнут значений

если R₈=R₉=10 ОМ, то i_к1.max=i_к5.max≈70 мА.

Практические значения i_к1.max=i_к5.max (фиг.9) отличаются от расчетных по формуле (24) из-за влияния сопротивлений резисторов 10, 11 и коэффициента усиления по току базы β₁₈ транзистора 18 на работу схемы. Кроме этого при более точных расчетах следует учесть, что фактическое запирание транзисторов 5 (6) происходит не при U_эб=0, а при U_эб≈0,5 В. Как следствие, при R10=R11=1 кОм максимальные токи i_к1.max, i_к5.max несколько меньше расчетных по формуле (24).

Таким образом, ДУ фиг.2 работает как каскад класса «В» - его максимальные выходные токи существенно превышают статические токи транзисторов, что, наряду с более высоким значением U_гр, является его существенным достоинством.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Патент США №3.786.362

2. Патент США №4.030.044

3. Патент США №4.059.808, фиг.5

4. Патент США №4.286.227

5. Авт.свид. СССР №375754, H03f 3/38

6. Авт.свид. СССР №843164, H03f 3/30

7. Патент США №3.660.773

8. Патент США №4.560.948

9. Патент РФ №2930041, H03f 1/32

10. Патент Японии №57-5364, H03f 3/343

11. Патент ЧССР №134845, кл. 21а² 18/08

12. Патент ЧССР №134849, кл. 21а² 18/08

13. Патент ЧССР №135326, кл. 21а² 18/08

14. Патент США №4.389.579

15. Патент Англии №1543361, Н3Т

16. Патент США №5.521.552 (фиг.3а)

17. Патент США №4.059.808

18. Патент США №5.789.949

19. Патент США №4.453.134

20. Патент США №4.760.286

21. Авт.свид. СССР №1283946

22. Патент РФ №2019019

23. Патент США №4.389.579

24. Патент США №4.453.092

25. Патент США №3.566.289

26. Патент США №4.059.808 (фиг.2)

27. Патент США №3.649.926

28. Патент США №4.714.894 (фиг.1)

29. Матавкин В.В. Быстродействующие операционные усилители. - М.: Радио и связь, 1989.

30. М.Херпи. Аналоговые интегральные схемы. - М.: Радио и связь, 1983, стр.174, рис.5.52.

31. Операционные усилители с непосредственной связью каскадов [Текст] / В.И. Анисимов, М.В. Капитонов, Н.Н. Прокопенко, Ю.М. Соколов. - Л., 1979. - 148 с.