УПРАВЛЯЕМЫЙ УСИЛИТЕЛЬ И СМЕСИТЕЛЬ АНАЛОГОВЫХ СИГНАЛОВ НА БАЗЕ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНОГО КАСКАДА ДАРЛИНГТОНА

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в радиоприемных устройствах, фазовых детекторах и модуляторах, а также в системах умножения частоты или в качестве усилителя, коэффициент передачи по напряжению которого со входов канала «X» зависит от уровня сигнала управления канала «Y». Управляемый усилитель и аналоговый смеситель сигналов (УУ) являются базовыми узлами систем приема и обработки сигналов ВЧ и СВЧ-диапазонов.

В современной микроэлектронике широкое применение получили дифференциальные каскады (ДК) на составных транзисторах [1-13]. Их коэффициент усиления по напряжению зависит от величины статического тока общей эмиттерной цепи ДК (I_y=I₀) и, следовательно, такие ДК являются (при электронном изменении величины тока I_y=I₀) управляемыми усилителями (УУ).

Ближайшим прототипом заявляемого устройства, архитектура которого присутствует также и в других патентах и монографиях [1-13], является управляемый усилитель на основе так называемого каскада Дарлингтона фиг.1, представленный в патентной заявке US 2009/058466, содержащий первый 1 и второй 2 источники противофазных входных напряжений, связанных с соответствующими базами первого 3 и второго 4 входных транзисторов, эмиттер первого 3 входного транзистора через первый 5 токостабилизирующий двухполюсник подключен к первому 6 источнику питания, эмиттер второго 4 входного транзистора через второй 7 токостабилизирующий двухполюсник связан с первым 6 источником питания, третий 8 входной транзистор, эмиттер которого связан с эмиттером четвертого 9 входного транзистора и через третий 10 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первым 6 источником питания, дифференциальную цепь нагрузки 11, согласованную со вторым 12 источником питания и связанную с первым 13 и вторым 14 выходами устройства, причем эмиттер первого 3 входного транзистора соединен с базой третьего 8 входного транзистора, эмиттер второго 4 входного транзистора соединен с базой четвертого 9 входного транзистора, коллектор третьего 8 входного транзистора соединен по переменному току с коллектором второго 4 входного транзистора и связан со вторым 14 выходом устройства, коллектор четвертого 9 входного транзистора соединен по переменного току с коллектором первого 3 входного транзистора и связан с первым 13 выходом устройства.

Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что при электронном управлении величиной коэффициента усиления (К_у) в известном УУ фаза выходного напряжения в рабочем диапазоне частот дифференциального каскада (ДК) не изменяется на 180°. Как следствие, это не позволяет использовать известный ДК в структуре ряда устройств радиотехники, например, в качестве смесителя аналоговых сигналов, фазовых детекторов и т.п.

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в получении на выходе ДК не только амплитудных изменений выходного сигнала под действием управляющего напряжения канала «Y», но и его фазы. Как следствие, это позволяет создавать на основе предлагаемого устройства смесители аналоговых сигналов с хорошим подавлением основной гармоники.

Поставленная задача решается тем, что в УУ фиг.1, содержащем первый 1 и второй 2 источники противофазных входных напряжений, связанных с соответствующими базами первого 3 и второго 4 входных транзисторов, эмиттер первого 3 входного транзистора через первый 5 токостабилизирующий двухполюсник подключен к первому 6 источнику питания, эмиттер второго 4 входного транзистора через второй 7 токостабилизирующий двухполюсник связан с первым 6 источником питания, третий 8 входной транзистор, эмиттер которого связан с эмиттером четвертого 9 входного транзистора и через третий 10 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первым 6 источником питания, дифференциальную цепь нагрузки 11, согласованную со вторым 12 источником питания и связанную с первым 13 и вторым 14 выходами устройства, причем эмиттер первого 3 входного транзистора соединен с базой третьего 8 входного транзистора, эмиттер второго 4 входного транзистора соединен с базой четвертого 9 входного транзистора, коллектор третьего 8 входного транзистора соединен по переменному току с коллектором второго 4 входного транзистора и связан со вторым 14 выходом устройства, коллектор четвертого 9 входного транзистора соединен по переменного току с коллектором первого 3 входного транзистора и связан с первым 13 выходом устройства, предусмотрены новые элементы и связи - источник управляющего напряжения 15 связан по переменному току с объединенными эмиттерами третьего 8 и четвертого 9 входных транзисторов, причем между эмиттером первого 3 и второго 4 входных транзисторов включен дополнительный резистор 16.

На чертеже фиг.1 показана схема УУ-прототипа, а на чертеже фиг.2 - схема заявляемого УУ в соответствии с п.1 и п.2 формулы изобретения.

На чертеже фиг.3 показан пример применения заявляемого УУ для случая, когда источник управляющего напряжения 15 канала «Y» связан с объединенными эмиттерами третьего 8 и четвертого 9 входных транзисторов через дополнительный повторитель напряжения на транзисторах 21, 22 и дополнительный резистор 25. Данное схемотехническое решение, соответствующее п.1 формулы изобретения, иллюстрирует другие модификации заявляемого устройства. В частности, выполнение транзистора 22 в схеме фиг.3 на основе сдвоенного биполярного транзистора и подключение соответствующих коллекторов сдвоенного биполярного транзистора 22 к выходам 14 и 15 устройства способствует дальнейшему повышению уровня подавления основной гармоники смесителя фиг.3.

На чертеже фиг.4 представлена схема заявляемого УУ фиг.2 в среде PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар».

На чертеже фиг.5 показана зависимость модуля коэффициента усиления по напряжению от величины статического тока I₁₀ третьего 10 токостабилизирующего двухполюсника схемы фиг.4. Данный график, а также анализ показывают, что при токе I₁₀<4,6 мА выходной сигнал УУ имеет фазу, противоположную фазе входного напряжения u_x=V6, а при I₁₀>4,6 мА выходной сигнал УУ имеет фазу, совпадающую с фазой входного напряжения u_x=V6.

На чертеже фиг.6 представлена схема заявляемого УУ фиг.2 в среде Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов.

На чертеже фиг.7 показана осциллограмма выходного сигнала схемы УУ фиг.6 при напряжениях первого 1 и второго 2 источников противофазных входных напряжений (канал «X») и частоте F_x=10 кГц, а также при напряжении источника управляющего сигнала 15 (канал «Y») U_y=200 MB с частотой F_y=1 МГц.

На чертеже фиг.8 показана спектрограмма выходного сигнала фиг.6 при напряжениях канала «X» , F_x=10 кГц и напряжении канала «Y» U_y=200 MB, F_y=1 МГц.

Заявляемый управляемый усилитель фиг.2, который может функционировать как смеситель аналоговых сигналов u_x и u_y, содержит первый 1 и второй 2 источники противофазных входных напряжений, связанных с соответствующими базами первого 3 и второго 4 входных транзисторов, эмиттер первого 3 входного транзистора через первый 5 токостабилизирующий двухполюсник подключен к первому 6 источнику питания, эмиттер второго 4 входного транзистора через второй 7 токостабилизирующий двухполюсник связан с первым 6 источником питания, третий 8 входной транзистор, эмиттер которого связан с эмиттером четвертого 9 входного транзистора и через третий 10 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первым 6 источником питания, дифференциальную цепь нагрузки 11, согласованную со вторым 12 источником питания и связанную с первым 13 и вторым 14 выходами устройства, причем эмиттер первого 3 входного транзистора соединен с базой третьего 8 входного транзистора, эмиттер второго 4 входного транзистора соединен с базой четвертого 9 входного транзистора, коллектор третьего 8 входного транзистора соединен по переменному току с коллектором второго 4 входного транзистора и связан со вторым 14 выходом устройства, коллектор четвертого 9 входного транзистора соединен по переменного току с коллектором первого 3 входного транзистора и связан с первым 13 выходом устройства. Источник управляющего напряжения 15 связан по переменному току с объединенными эмиттерами третьего 8 и четвертого 9 входных транзисторов, причем между эмиттером первого 3 и второго 4 входных транзисторов включен дополнительный резистор 16.

Кроме этого, на чертеже фиг.2, в частном случае, в соответствии с п.2 формулы изобретения, источник управляющего напряжения 15 связан по переменному току с объединенными эмиттерами третьего 8 и четвертого 9 входных транзисторов через последовательно соединенные разделительный конденсатор 17 и согласующий резистор 18. Кроме этого, на чертеже фиг.2 дифференциальная цепь нагрузки 11 выполнена (в частном случае) на основе резисторов 19 и 20.

На чертеже фиг.3 показан пример применения заявляемого УУ фиг.2 для случая, когда источник управляющего напряжения 15 связан с объединенными эмиттерами третьего 8 и четвертого 9 входных транзисторов через дополнительный (классический) повторитель напряжения на транзисторах 21, 22 и дополнительный резистор 25. Данное схемотехническое решение, соответствующее п.1 формулы изобретения, иллюстрирует другие направления совершенствования заявляемого устройства. В частности, выполнение транзистора 22 в схеме фиг.3 на основе сдвоенного биполярного транзистора и подключение соответствующих коллекторов сдвоенного биполярного транзистора 22 к выходам 14 и 15 устройства способствует дальнейшему повышению уровня подавления основной гармоники смесителя фиг.3. Статический режим транзисторов 21 и 22 в схеме фиг.3 устанавливается источниками опорного тока 23 и 24. В частном случае, коллекторы сдвоенных транзисторов 22 могут соединяться со вторым 12 источником питания.

Рассмотрим работу УУ фиг.2 в диапазоне частот, когда влиянием конденсатора 17 можно пренебречь из-за его малого сопротивления на переменном токе в сравнении с сопротивлением резистора 18.

Входной сигнал (u_x и ) канала «X» передается от источников

напряжений 1 и 2 в цепь нагрузки 11 на выходы 13 и 14 по двум каналам. Первый инвертирующий (для выхода 13 (14)) канал, образуемый каскадом с общим эмиттером на транзисторе 3 (4), инвертирует фазу сигнала u_x (1 и 2) к соответствующему выходу 13 (14). При этом крутизна преобразования u_x и в приращения коллекторных токов транзисторов 3 и 4 определяется сопротивлением R16 резистора 16:

Второй канал передачи сигналов канала «X» к выходу 13 (14) - неинвертирующий. Он связан с наличием напряжений u_x (1) и (2) на базах транзисторов 8 и 9 и их преобразованием в коллекторные токи транзисторов 8 и 9. Коэффициенты преобразования напряжений u_x и в выходные токи этого канала зависят от уровня тока i_Σ(t) в общей эмиттерной цепи транзисторов 8 и 9:

где r_э8, r_э9 - сопротивления эмиттерных переходов соответствующих транзисторов 8 и 9:

причем суммарный ток общей эмиттерной цепи транзисторов 8 и 9 i_Σ(t) зависит от управляющего напряжения u_y 15:

Как следствие, суммарный ток в резисторе 19 дифференциальной цепи нагрузки 11 имеет две разностные составляющие:

Таким образом, в резисторе нагрузки 19 протекают две противофазные составляющие токов, обусловленные входным сигналом u_x канала «X» и напряжения u_y канала «Y»:

Схема фиг.2 настраивается таким образом, чтобы при u_y=0 переменный ток в резисторе 19 (20) был равен нулю, что обеспечивается соответствующим выбором резистора 16 и тока I₁₀ двухполюсника 10:

Если суммарный ток общей эмиттерной цепи транзисторов 8 и 9 под действием источника управляющего напряжения 15 (u_y) становится меньше или больше, чем статический ток I₁₀, то происходит изменение фазы выходного сигнала ДК - в схеме преобладает либо первый инвертирующий канал передачи u_x и через транзисторы 3 и 4, либо второй неинвертирующий канал (транзисторы 8, 9). Этот эффект достигается за счет новых связей в заявляемом ДК и является необходимым условием для реализации на его основе не только управляемого фазочувствительного (к управляющему сигналу канала «Y») усилителя, но и смесителя сигналов u_x и u_y каналов «X» и «Y».

Таким образом, переменные токи в резисторах 19 и 20:

Поэтому переменная составляющая выходного дифференциального напряжения УУ фиг.2 является произведением напряжений u_x и u_y:

где .

Из (11) следует, что заявляемое устройство обеспечивает смешение (перемножение) двух сигналов u_x и u_y, что подтверждается результатами моделирования (фиг.7, фиг.8).

В СВЧ смесителях сигналов фиг.2 резистор 18 может выполнять функцию цепи согласования источника входного напряжения канала «Y» с заданным волновым сопротивлением, например, 100 Ом.

Таким образом, предлагаемое техническое решение, являющееся альтернативным решением широко распространенного смесителя Гильберта, имеет функциональные преимущества по сравнению с прототипом.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Патентная заявка US 2009/058466. fig.3.

2. Патент US №6.137.363.

3. Патент US №3.482.177, fig.3.

4. Патентная заявка US 2005/0225389, fig.3.

5. Патентная заявка US 2009/289714, fig.3.

6. Патент JP 52-139346, кл. 98(5)/А31, 1997.

7. Патент US 4.101.842, fig.1.

8. Патент US 5.006.818.

9. Патент СССР 813692.

10. Патент СССР 497713.

11. Операционные усилители с непосредственной связью каскадов / Анисимов В.И., Капитонов М.В., Прокопенко Н.Н., Соколов Ю.М. - Л., 1979. - 148 с. - стр.56, рис.2-11.

12. Полонников Д.Е. Операционные усилители: Принципы построения, теория, схемотехника. - М., 1983. - 216 с. - стр.140, рис.4.11.

13. Гальперин М.В. и др. Усилители постоянного тока / Гальперин М.В., Злобин Ю.П., Павленко В.А. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Энергия, 1978, стр.78, рис.2-14.