ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С МАЛЫМ ТОКОМ ПОТРЕБЛЕНИЯ ДЛЯ SiGe ТЕХПРОЦЕССОВ

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах фильтрации радиосигналов, телевидении, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (ИУ) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа второстепенных транзисторов, образующих операционный усилитель [1, 2]. В этой связи весьма актуальной является задача построения избирательных усилителей на биполярных транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью (Q) резонансной характеристики (Q=2÷10) при малом энергопотреблении.

Известны схемы ИУ на основе биполярных транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f_B-f_H [3-19]. Причем их верхняя граничная частота f_B иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f_H определяется корректирующим конденсатором.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель, представленный в патенте RU 2421879, фиг.2. Он содержит первый 1 и второй 2 входные транзисторы, эмиттеры которых через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связаны с первой 4 шиной источника питания, источник входного напряжения 5, подключенный к базе второго 2 входного транзистора, первый 6 и второй 7 частотозадающие резисторы, первый 8 корректирующий конденсатор, причем коллектор первого 1 входного транзистора связан со второй 9 шиной источника питания.

Существенный недостаток известного ИУ-прототипа состоит в том, что он не обеспечивает высокую добротность амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и большой коэффициент усиления по напряжению К₀>1 на частоте квазирезонанса (f₀).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ ИУ и его коэффициента усиления по напряжению (К₀) на частоте квазирезонанса f₀. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство.

Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1, содержащем первый 1 и второй 2 входные транзисторы, эмиттеры которых через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связаны с первой 4 шиной источника питания, источник входного напряжения 5, подключенный к базе второго 2 входного транзистора, первый 6 и второй 7 частотозадающие резисторы, первый 8 корректирующий конденсатор, причем коллектор первого 1 входного транзистора связан со второй 9 шиной источника питания, предусмотрены новые элементы и связи - коллектор второго 2 входного транзистора связан со второй 9 шиной источника питания через первый 6 частотозадающий резистор и соединен по переменному току со второй 9 шиной источника питания через последовательно соединенные первый 8 и второй 10 дополнительный корректирующие конденсаторы, общий узел которых соединен с выходом устройства 11 и базой первого 1 входного транзистора, причем база первого 1 входного транзистора подключена по переменному току к общей шине источников питания 12 через второй 7 частотозадающий резистор.

Схема усилителя-прототипа показана на фиг.1. На фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с формулой изобретения.

На чертеже фиг.3 представлена схема ИУ фиг.2 на n-p-n SiGe транзисторах в среде компьютерного моделирования Cadence.

На фиг.4 показаны логарифмические амплитудно-частотные (АЧХ) и фазочастотные (ФЧХ) характеристики ИУ фиг.3 в широком диапазоне частот от 1 кГц до 100 ГГц при параметрах элементов Rvar=128 Ом, Cvar=280 фФ.

На фиг.5 приведены ЛАЧХ и ФЧХ ИУ фиг.3 в более узком диапазоне частот от 100 МГц до 10 ГГц при Rvar=128 Ом, Cvar=280 фФ.

На фиг.6 приведена зависимость добротности Q и частоты квазирезонанса f₀ от сопротивления Rvar схемы ИУ фиг.3.

На фиг.7 показана зависимость добротности Q и частоты квазирезонанса f₀ от емкости конденсатора Cvar схемы ИУ фиг.3.

На фиг.8 представлена ЛАЧХ ИУ фиг.3 при различных значениях тока общей эмиттерной цепи транзисторов ИУ Ivar=I₁₂=I₃=2I₀.

Избирательный усилитель фиг.2 содержит первый 1 и второй 2 входные транзисторы, эмиттеры которых через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связаны с первой 4 шиной источника питания, источник входного напряжения 5, подключенный к базе второго 2 входного транзистора, первый 6 и второй 7 частотозадающие резисторы, первый 8 корректирующий конденсатор, причем коллектор первого 1 входного транзистора связан со второй 9 шиной источника питания. Коллектор второго 2 входного транзистора связан со второй 9 шиной источника питания через первый 6 частотозадающий резистор и соединен по переменному току со второй 9 шиной источника питания через последовательно соединенные первый 8 и второй 10 дополнительный корректирующие конденсаторы, общий узел которых соединен с выходом устройства 11 и базой первого 1 входного транзистора, причем база первого 1 входного транзистора подключена по переменному току к общей шине источников питания 12 через второй 7 частотозадающий резистор.

Рассмотрим работу схемы фиг.2.

Источник входного сигнала 5 (u_вх) изменяет ток коллектора входного транзистора 2. В силу комплексного характера нагрузки его коллекторной цепи на выходе 11 ИУ воспроизводится амплитудно-частотная характеристика полосно-пропускающего типа - конденсатор 8 обеспечивает высокое подавление входного сигнала в области нижних частот (f<f₀), а конденсатор 10 - в области верхних частот (f>f₀). Функция емкостного делителя и масштабного преобразования коллекторного тока транзистора 2 реализуется на резисторе 6 и резисторе 7. Подключение к выходу 11 базовой цепи транзистора 1 приводит к образованию контура регенеративной обратной связи за счет пропорционального изменения тока коллектора транзистора 2, обусловленного изменением эмиттерных токов транзисторов 1 и 2. В силу указанных выше свойств емкостного делителя в коллекторной цепи транзистора 2 эта обратная связь является реактивной как в области верхних (f>f₀), так и в области нижних (f<f₀) частот. Вещественность этой обратной связи реализуется только на частоте квазирезонанса f₀ ИУ. Поэтому действие вводимой обратной связи направлено на увеличение добротности Q и коэффициента усиления К₀ ИУ при сохранении неизменной частоты его квазирезонанса f₀.

Комплексный коэффициент передачи ИУ фиг.2 как отношение выходного напряжения (выход устройства 11) к входному напряжению ивх (5) определяется формулой, которую можно получить с помощью методов анализа электронных схем

где f - частота входного сигнала;

f₀ - частота квазирезонанса избирательного усилителя;

Q - добротность АЧХ избирательного усилителя;

К₀ - коэффициент усиления ИУ на частоте квазирезонанса f₀.

Причем:

где С₈, С₁₀, R₆, R₇ - параметры элементов 8, 10, 6 и 7.

Добротность ИУ определяется формулой

где α₂ - коэффициент передачи по току эмиттера транзистора 2;

h_11.i - h-параметр i-го транзистора в схеме с общей базой;

- эквивалентное затухание пассивной частотозависимой цепи в коллекторе транзистора 2.

За счет выбора параметров элементов, входящих в формулу (3), можно обеспечить Q »1.

Формула для коэффициента усиления К₀ в комплексном коэффициенте передачи (1) имеет вид

Важной особенностью схемы является возможность оптимизации ее параметрической чувствительности.

Оптимальным соотношением является равенство емкостей конденсаторов 8 и 10 (С₈=С₁₀). В этой связи необходимое значение добротности Q может быть реализовано параметрически - установлением определенного соотношения между сопротивлениями резисторов 7 (R₇) и h_11.1, h_11.2, которые определяются током 2I₀ источника тока 3. В силу непосредственной связи эмиттеров транзистора 1 и 2

где φ_T≈25 мВ - температурный потенциал;

I₃=2I₀ - ток источника тока 3.

Поэтому параметрическое условие реализации необходимой добротности легко реализуется выбором режимов работы этих транзисторов. В частности, при выполнении равенства

обеспечивается экстремально низкая чувствительность добротности ИУ к емкостным элементам схемы. Действительно указанная выше оптимальность соотношения их номиналов (С₈=С₁₀) позволяет реализовать равенство

В практических задачах условие (7) может использоваться для повышения стабильности параметров ИУ в режимах настройки или масштабной перестройки частоты квазирезонанса.

Равенство C₈=C₁₀=C не противоречит условию равнономинальности пассивных элементов схемы (R₇=R₆=R). В этом случае параметр R

что обеспечивает реализацию любой требуемой добротности ИУ.

Представленные на фиг.4-8 результаты моделирования предлагаемого ИУ фиг.2 и 3 подтверждают указанные свойства заявляемых схем.

Таким образом, предлагаемые схемотехнические решения ИУ характеризуются более высокими значениями коэффициента усиления К₀ на частоте квазирезонанса f₀, а также повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz \ N. Prokopenko, A. Budyakov, K. Schmalz, C. Scheytt, P. Ostrovskyy \\ Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 /- Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей. / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К. Schmalz, С.Scheytt. // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем. 2010. Сборник трудов./ Под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Патент US 4843343, fig.2.

4. Патент US 6060956, fig.1.

5. Патент US 6801090.

6. Патентная заявка US 2008/0122530, fig.4.

7. Патент WO/2006/077525.

8. Патент US 4974916.

9. Патентная заявка US 2007/0040604, fig.3.

10. Патент JP 2008529334.

11.Патент US 6972624, fig.6А.

12.Патент US 7135923.

13.Патент ЕР 0461922.

14.Патент WO 2007022705.

15.Патентная заявка US 2011/0057723, fig.8.

16.Патент US 6011431.

17.Патент US 5012201, fig.8.

18.Патент CN 101204009.

19.Патент US 5298802.