ШИРОКОПОЛОСНЫЙ КАСКОДНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в качестве устройства усиления аналоговых сигналов в структуре аналоговых микросхем различного функционального назначения (например, широкополосных и избирательных усилителях ВЧ и СВЧ диапазонов).

В современной микроэлектронике находят широкое применение классические каскодные усилители (КУ) на полевых транзисторах [1-11], работающие в широком диапазоне частот.

Наиболее близким по технической сущности к заявляемому устройству является КУ фиг.1, соответствующий патентам US 5.039.954, fig.2, US 6.476.680, fig.6.

Существенный недостаток КУ-прототипа по патенту US 6.476.680 fig6, архитектура которого присутствует также во многих других каскодных усилителях [1-11], состоит в том, что он имеет сравнительно небольшие значения верхней граничной частоты (f_гр) коэффициента усиления по напряжению, которая определяется паразитными емкостями затвор-сток выходных полевых транзисторов.

Основная задача предполагаемого изобретения состоит в повышении (в 20-70 раз) верхней граничной частоты f_гp коэффициента усиления по напряжению КУ схемотехническими методами - без изменения; геометрии и технологии производства полупроводниковых компонентов. Это позволяет существенно расширить диапазон рабочих частот КУ или уменьшить общее энергопотребление в сравнении с классической схемотехникой.

Поставленная задача решается тем, что в широкополосном каскодном усилителе фиг.1, содержащем входной транзистор 1, исток которого соединен с первой 2 шиной источника питания, затвор - с источником входного напряжения 3, а сток - с истоком первого 4 выходного транзистора и инвертирующим входом вспомогательного усилителя напряжения 5, выход которого подключен к затвору первого 4 выходного транзистора, а неинвертирующий вход связан с источником опорного напряжения 6, цепь нагрузки 7, включенную между выходом устройства 8 и второй 9 шиной источника питания, предусмотрены новые элементы и связи - сток первого 4 выходного транзистора соединен с истоком дополнительного транзистора 10, сток которого подключен к выходу устройства 8, а затвор связан со входом дополнительного неинвертирующего усилителя тока 11, выход которого соединен с истоком первого 4 выходного транзистора или истоком дополнительного транзистора 10, причем между второй 9 шиной источника питания и входом дополнительного неинвертирующего усилителя тока 11 включен дополнительный токостабилизирующий двухполюсник 12.

Схема усилителя-прототипа показана на чертеже фиг.1. На чертеже фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с формулой изобретения.

На чертеже фиг.3 приведена схема КУ-прототипа, в котором в качестве цепи нагрузки 7 используется такая же схема как КУ фиг.1, но реализованная на транзисторах другого типа проводимости.

На чертеже фиг.4 показана практическая реализация каскодного усилителя фиг.3 на полевых транзисторах.

На чертеже фиг.5 приведен пример построения заявляемого каскодного усилителя с цепью нагрузки 7, реализованной в соответствии с фиг.2 на полевых транзисторах противоположного типа проводимости.

На чертеже фиг.6. представлена схема КУ фиг.4 в среде Cadence Virtuoso на моделях интегральных SiGe транзисторов с указанием режимов работы.

На чертеже фиг.7 представлена схема заявляемого устройства фиг.2 с цепью нагрузки 7, реализованной на транзисторах противоположного типа проводимости на основе такой же схемы как фиг.2 в среде Cadence Virtuoso с указанием режимов работы.

На чертеже фиг.8 приведены амплитудно-частотные характеристики коэффициента усиления по напряжению КУ-прототипа фиг.6 и заявляемого устройства фиг.7, а на чертеже фиг.9 - фазочастотные характеристики КУ фиг.6 и заявляемого устройства фиг.7.

На чертеже фиг.10 приведена таблица основных параметров сравниваемых КУ-прототипа (фиг 6) и заявляемого КУ (фиг.7), где обозначено:

К - коэффициент усиления по напряжению [дБ];

f_гр - верхняя граничная частота КУ (по уровню - 3 дБ);

ϕ_гр - фазовый сдвиг КУ на частоте f_гр;

К*f_гр - площадь усиления КУ;

I_п - потребляемый от источника питания статический ток;

E_п - напряжение питания;

ξ - обобщенный показатель качества КУ

.

Причем в табл.1 фиг.10 параметры К* и К связаны формулой: 201g K*=К.

Широкополосный каскодный усилитель фиг.2 содержит входной транзистор 1, исток которого соединен с первой 2 шиной источника питания, затвор - с источником входного напряжения 3, а сток - с истоком первого 4 выходного транзистора и инвертирующим входом вспомогательного усилителя напряжения 5, выход которого подключен к затвору первого 4 выходного транзистора, а неинвертирующий вход связан с источником опорного напряжения 6, цепь нагрузки 7, включенную между выходом устройства 8 и второй 9 шиной источника питания. Сток первого 4 выходного транзистора соединен с истоком дополнительного транзистора 10, сток которого подключен к выходу устройства 8, а затвор связан со входом дополнительного неинвертирующего усилителя тока 11, выход которого соединен с истоком первого 4 выходного транзистора или истоком дополнительного транзистора 10, причем между второй 9 шиной источника питания и входом дополнительного неинвертирующего усилителя тока 11 включен дополнительный токостабилизирующий двухполюсник 12. Источник входного напряжения 3 имеет, в частном случае, эдс e_вх и постоянную составляющую E_вх, устанавливающую статический режим транзистора 1.

В схеме КУ-прототипа фиг.3 используется цепь нагрузки 7, реализованная на транзисторах 1, 4, по схеме, которая соответствует фиг.2.

На чертеже фиг.4 приведена схема фиг.3 с конкретным выполнением вспомогательного усилителя 5 (элементы 13, 14, 15) и вспомогательного усилителя 5 (элементы 16, 17, 18). При этом для установления статического режима транзисторов схемы используются транзисторы 19, 20, 21, 22, 23, 24. Входной сигнал в схеме фиг.4 может подаваться по цепи затвора транзистора 1 (Вход Вх^*, элементы 25, 26) или в исток транзистора 1.

Практическая схема КУ фиг.3, в котором цепь нагрузки 7 реализована по такой же архитектуре как и фиг.2, но на транзисторах противоположной проводимости, приведена на чертеже фиг.5, где дополнительный неинвертирующий усилитель тока 11 базовой схемы (фиг.2) выполнен на транзисторах 30, 31, 32, а аналогичный дополнительный неинвертирующий усилитель тока 11 цепи нагрузки 7 - на элементах 29, 28, 27.

Рассмотрим работу предлагаемой схемы каскодного усилителя с расширенным диапазоном рабочих частот фиг.2.

Входной сигнал e_вх=u_вх подается от источника входного напряжения 3 между затвором и истоком входного транзистора 1. При этом возникает приращение тока стока этого транзистора и соответственно приращение тока стока транзистора 10, которое приводит к изменению напряжения на нагрузке 7 и соответственно на выходе 8 устройства.

«Трехэтажная» (телескопическая) структура каскода и использование вспомогательного усилителя напряжения 5 позволяют существенно повысить выходное сопротивление каскода относительно выхода 8 и его коэффициент усиления по напряжению. При этом вспомогательный усилитель напряжения 5 не компенсирует влияние паразитной (доминирующей) емкости сток-затвор транзистора 10, через которую с выхода устройства 8 в цепь затвора транзистора 10 протекает паразитный переменный ток. Использование дополнительного неинвертирующего усилителя тока 11 позволяет выделить этот ток и «направить» его через исток транзистора 4 (или через исток транзистора 10) обратно в выходную цепь каскода 8, осуществляя тем самым собственную компенсацию влияния емкости сток-затвор транзистора 10.

При наличии комплементарного базиса полевых транзисторов в используемом технологическом процессе производства нагрузки каскадов выполняются, как правило, в виде активных (динамических) нагрузок на транзисторах с противоположным типом канала. В этом случае, каскод-прототип (фиг.1) с нагрузкой 7 в виде аналогичного каскода имеет вид, показанный на фиг.3. Передаточная функция по напряжению такого каскада определяется выражением

где Т - эквивалентная постоянная времени каскада фиг.1,

К - номинальный (низкочастотный) коэффициент усиления по напряжению, который при равных коэффициентах усиления K_п1=К_п2 вспомогательных усилителей напряжения 5, 5 (элементы 5, 5 на чертеже фиг.3) и приблизительно равных статических коэффициентах усиления транзисторов 4 и 4^* с каналами n- и p-типа (µ_n=≈µ_p=µ) определяется соотношением

.

Причем постоянная времени Т определяется суммой двух составляющих

где τ_в1 - постоянная времени, образованная выходными емкостями (сток-исток) транзисторов;

τ_в2 - постоянная времени, образованная проходными паразитными емкостями транзисторов 4 и 4.

В общем случае для рассматриваемого КУ:

а вторая постоянная времени

где C_j, S_j, R_ij - соответственно выходная емкость, крутизна и выходное дифференциальное сопротивление j-го транзистора;

S=S₁₀=S_10*;

С_П4, С_П4* - проходные емкости затвор-сток транзисторов 4, 4^*. Из соотношений (1), (2) следует, что чувствительности основных параметров схемы

где f_гр - верхняя граничная частота каскада (по уровню - 3 дБ).

При этом параметрические чувствительности постоянных времени τ_в1 и Т_в2, как видно из соотношения (3), определяются следующими выражениями

Аналогично, как это следует из (4), определяются парциальные чувствительности второй постоянной времени

Полученные соотношения показывают, что действие показанных на чертеже фиг.3 компенсирующих контуров отрицательной обратной связи (5, 5^*) уменьшает параметрические чувствительности верхней граничной частоты к нестабильности параметров активных элементов. В конечном итоге это позволяет повысить общую стабильность не только верхней граничной частоты, но и обеспечить запас устойчивости всего усилителя и (или) расширить диапазон рабочих частот. Однако, как это видно из соотношения (9), действие отрицательной обратной связи не распространяется на уменьшение влияния проходных емкостей транзисторов 4 и 4^* (С_П4, C_П4*) на верхнюю граничную частоту f_гр каскада и эквивалентную постоянную времени (2).

В заявляемом (фиг.2) каскаде дополнительный контур обратной связи (усилитель тока 11) направлен на уменьшение влияния указанных паразитных емкостей на f_гр. Так, в его реализации по схеме фиг.5, эквивалентная постоянная времени определяется соотношением

где K_i≈1 - коэффициент усиления по току усилителя тока 11 (11^*);

τ_вj=C_Пj/S_j - постоянная времени j-го транзистора, охваченного указанным компенсирующим контуром (11, 11^*).

Именно поэтому возникновение разностного члена в формуле (10) уменьшает эквивалентную постоянную времени Т до желаемого уровня, определяющего верхнюю граничную частоту каскада. Это свойство дополнительного контура компенсирующей обратной связи можно использовать в двух направлениях. Во-первых, как это показано на чертеже фиг.5, применение усилителя тока 11 с K_i=1 исключает влияние на f_гр проходных емкостей транзисторов 10 (и 10^*). Этим свойством объясняется эффект собственной компенсации влияния указанных параметров на эквивалентную постоянную времени каскада (10). Во-вторых, при выполнении условия K_i>1, как видно из (10), наблюдается взаимная компенсация влияния проходных и выходных паразитных емкостей транзисторов и соответствующих постоянных времени. В этом случае, как видно из (10), происходит увеличение чувствительности (5), а также чувствительности

Поэтому согласно (10) парциальные чувствительности

определяют дополнительные источники погрешности верхней граничной частоты каскада.

Таким образом, при решении практических задач необходимо определить погрешности реализации граничной частоты и знать относительные изменения набора малосигнальных (S, R_i) и паразитных параметров используемых активных элементов. Учитывая, что контуры обратных связей (фиг.3), компенсирующие влияние R_i транзисторов на коэффициент усиления каскада, уменьшают влияние выходных емкостей транзисторов на верхнюю граничную частоту (соотношения (6)-(8)), доминирующим фактором являются проходные (сток-затвор) емкости C_Пj,

транзисторов образующих взаимную динамическую нагрузку (10 и 10^* на фиг.3). Именно поэтому общую нестабильность граничной частоты и соответствующего коэффициента передаточной функции каскада (1) можно оценить из следующего соотношения

,

где , , , .

Приведенная оценка позволяет выбрать минимально допустимое значение T_min каскада с динамической нагрузкой, приводящее к максимальной верхней граничной частоте.

Для подтверждения приведенных теоретических утверждений проведено сравнительное моделирование в программной среде Cadence Virtuoso на транзисторах (модели nmos, pmos) техпроцесса SGB25 VD (IHP, Германия) со следующими геометриями: nWidth=3,70 и, pWidth=4,82 и, nLength = pLength = 240 n.

Как видно из чертежей фиг.1 и фиг.2, в основе КУ-прототипа лежит структура двойного каскода, а в основе заявляемого устройства - тройного, вследствие чего его низкочастотный коэффициент усиления оказывается выше, чем у прототипа. Для обеспечения объективности сравнения результатов моделирования разница между этими коэффициентами устранена за счет дополнения каскода-прототипа до структуры тройного каскода фиг.4, что не противоречит патенту-прототипу фиг.1. В качестве нагрузки 7 каскода используется аналогичный каскод на транзисторах с каналом противоположного типа проводимости.

На чертеже фиг.4 транзистор 10 дополняет структуру прототипа до тройного каскода, а транзисторы 13, 14, нагруженные на сток транзистора 15, выполняют роль вспомогательного усилителя напряжения 5 (фиг.1). Аналогичную функцию нагрузки выполняют транзисторы 10^*, 16; 17, 18 соответственно. Транзисторы 19-24 обеспечивают статический режим работы схемы.

Принципиальная схема (фиг.5) каскада на базе заявляемого устройства отличается от описанной выше тем, что в основной и нагрузочный каскод (7) добавлены дополнительные неинвертирующие усилители тока 11 (фиг.2), реализованные на транзисторах 27, 28 и 30, 31 соответственно. Эти цепи так же взаимно выполняют функцию токостабилизирующего двухполюсника 12 (фиг.2). Такое комбинирование этих цепей компенсации основного и нагрузочного каскодов позволяет уменьшить компонентные затраты схемы, уменьшить потребляемый ток, упростить трансляцию режимов работы, несколько повысить уровень компенсации, что не противоречит базовой структуре фиг.2.

Результаты моделирования описанных принципиальных схем (фиг.4 и фиг.5) представлены на чертежах фиг.6-9 и сведены в таблицу 1 (фиг.10), из которой видно, что предлагаемые схемотехнические решения качественно улучшают частотные характеристики устройства. Фазовый сдвиг ϕ_гр (фиг.9, таблица 1) на верхней граничной частоте f_гр показывает, что при этом передаточная функция каскада в диапазоне рабочих частот соответствует функции первого порядка. Это упрощает последующую фазовую коррекцию схемы. Кроме того, обобщенный показатель качества ξ показывает, что широкополосность схемы обеспечивается качественно меньшим потребляемым током при фиксированном напряжении питания.

Данные теоретические выводы подтверждают графики фиг.8-фиг.9. Таким образом, заявляемое схемотехническое решение КУ характеризуется более высокими значениями верхней граничной частоты (1,139 МГц вместо 15 кГц) и в 50 раз лучшими величинами обобщенного показателя качества ξ.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Патентная заявка US 2008/0231369, fig.1.

2. Патентная заявка WO 2004/030207.

3. Патент US 7.847.636, fig.5.

4. Патент US 7.737.790, fig.3.

5. Патент US7.786.807.

6. Патентная заявка US 2007/0296501.

7. Патент RU 217823 5.

8. Патент RU 2176850.

9. Патент US5.039.954.

10. Патент US 6.476.680, fig.6.

11. Патент RU 2325664.