Результат интеллектуальной деятельности: УСТРОЙСТВО БЕСКОНТАКТНОЙ ПОДАЧИ ЭЛЕКТРИЧЕСТВА

Область техники

Настоящее изобретение относится к устройству бесконтактной подачи электричества.

Предшествующий уровень техники

Традиционно известно устройство бесконтактной подачи электричества, которое имеет такую структуру, в которой последовательный конденсатор соединяется с первичной обмоткой, приводимой в действие источником питания переменного тока, а параллельный конденсатор соединяется с вторичной обмоткой, причем значение каждого последовательного и параллельного конденсатора устанавливается на основе конкретного представления о том, что трансформатор известного устройства бесконтактной подачи электричества является по существу эквивалентным идеальному трансформатору (см. публикация WO 2007/029438, патентный документ 1).

Краткое изложение существа изобретения

Однако в традиционном устройстве бесконтактной подачи электричества конденсатор и подобное устанавливались для достижения высокой эффективности на предположении о том, что коэффициент связи между первичной обмоткой и вторичной обмоткой являлся константой, таким образом, когда коэффициент связи изменялся, эффективность трансформатора значительно изменялась, что являлось проблемой.

Следовательно, задачей настоящего изобретения является предоставление устройства бесконтактной подачи электричества, допускающего уменьшение изменения эффективности трансформатора, даже когда состояние соединения изменяется.

Согласно настоящему изобретению характеристика полного сопротивления Z₁ по отношению к частоте имеет максимум в окрестности частоты составляющей основной гармоники источника питания переменного тока, характеристика полного сопротивления Z₂ по отношению к частоте имеет частоту составляющей основной гармоники между частотой, которая имеет максимум, ближайший к частоте составляющей основной гармоники (NA), и частотой, которая имеет минимум, ближайший к частоте составляющей основной гармоники для того, чтобы таким образом решить вышеупомянутую проблему.

Согласно настоящему изобретению фазовая характеристика полного сопротивления (относительно частоты), видимая со стороны источника питания переменного тока, изменяется так, что вращается вокруг зоны окрестности частоты основной гармоники в соответствии с колебанием коэффициента связи. Следовательно, когда полное сопротивление устанавливается в соответствии с коэффициентом связи, ширина полосы колебания фазы полного сопротивления становится небольшой, обеспечивая подавление уменьшения эффективности.

Краткое описание чертежей

В дальнейшем изобретение поясняется описанием предпочтительных вариантов воплощения со ссылками на сопроводительные чертежи, на которых:

Фиг. 1 изображает электрическую схему устройства бесконтактной подачи электричества согласно первому варианту осуществления изобретения;

Фиг. 2a изображает вид в плоскости и общий вид первичной обмотки и вторичной обмотки фиг. 1;

Фиг. 2b изображает вид в плоскости и общий вид первичной обмотки и вторичной обмотки фиг. 1;

Фиг. 3а изображает изменение взаимной индуктивности M по отношению к отклонению вторичной обмотки в направлении плоской поверхности;

Фиг. 3b изображает изменение взаимной индуктивности М по отношению к отклонению вторичной обмотки по высоте;

Фиг. 4 изображает фазовые характеристики входного полного сопротивления по отношению к частоте в устройстве бесконтактной подачи электричества согласно традиционной технологии;

Фиг. 5 изображает фазовые характеристики входного полного сопротивления по отношению к частоте в устройстве бесконтактной подачи электричества фиг. 1;

Фиг. 6а изображает фазовые характеристики полного сопротивления только стороны первого контура по отношению к частоте в устройстве бесконтактной подачи электричества фиг. 1;

Фиг. 6b изображает фазовые характеристики полного сопротивления только стороны второго контура по отношению к частоте в устройстве бесконтактной подачи электричества фиг. 1;

Фиг. 7 изображает характеристическую диаграмму, показывающую эффективность подачи электричества по отношению к коэффициенту связи;

Фиг. 8 изображает характеристическую диаграмму, показывающую эффективность подачи электричества по отношению к отклонению в направлении плоской плоскости;

Фиг. 9 изображает характеристическую диаграмму, показывающую выходной ток источника питания переменного тока по отношению к коэффициенту связи;

Фиг. 10 изображает электрическую схему участка бесконтактной подачи электричества согласно второму варианту осуществления настоящего изобретения;

Фиг. 11 изображает фазовую характеристику полного сопротивления только стороны первого контура по отношению к частоте устройства бесконтактной подачи электричества фиг. 10;

Фиг. 12 изображает электрическую схему участка бесконтактной подачи электричества согласно третьему варианту осуществления настоящего изобретения;

Фиг. 13 изображает фазовые характеристики полного сопротивления только стороны первого контура по отношению к частоте в устройстве бесконтактной подачи электричества фиг. 12;

Фиг. 14 изображает электрическую схему участка бесконтактной подачи электричества согласно четвертому варианту осуществления настоящего изобретения;

Фиг. 15 изображает фазовую характеристику полного сопротивления только стороны первого контура по отношению к частоте в устройстве бесконтактной подачи электричества фиг. 14;

Фиг. 16 изображает электрическую схему участка бесконтактной подачи электричества согласно пятому варианту осуществления настоящего изобретения;

Фиг. 17 изображает фазовую характеристику полного сопротивления только стороны второго контура по отношению к частоте в устройстве бесконтактной подачи электричества фиг. 16;

Фиг. 18 изображает электрическую схему участка бесконтактной подачи электричества согласно шестому варианту осуществления настоящего изобретения;

Фиг. 19 изображает фазовую характеристику полного сопротивления только стороны второго контура по отношению к частоте в устройстве бесконтактной подачи электричества фиг. 18;

Фиг. 20 изображает электрическую схему участка бесконтактной подачи электричества согласно седьмому варианту осуществления настоящего изобретения;

Фиг. 21 изображает фазовую характеристику полного сопротивления только стороны второго контура по отношению к частоте в устройстве бесконтактной подачи электричества фиг. 20;

Фиг. 22 изображает электрическую схему устройства бесконтактной подачи электричества согласно восьмому варианту осуществления настоящего изобретения;

Фиг. 23 изображает фазовую характеристику по отношению к частоте полного сопротивления только стороны второго контура в устройстве 20 бесконтактной подачи электричества фиг. 22;

Фиг. 24 изображает электрическую схему устройства бесконтактной подачи электричества согласно девятому варианту осуществления настоящего изобретения;

Фиг. 25 изображает фазовую характеристику по отношению к частоте полного сопротивления только стороны второго контура в устройстве 20 бесконтактной подачи электричества фиг. 24;

Фиг. 26 изображает электрическую схему устройства бесконтактной подачи электричества согласно десятому варианту осуществления настоящего изобретения;

Фиг. 27 изображает схему цепи стороны первого контура в числе схем устройства бесконтактной подачи электричества фиг. 26;

Фиг. 28 изображает диаграмму, показывающую характеристику полного сопротивления и фазовую характеристику цепи фиг. 27;

Фиг. 29 изображает параллельную цепь между вторичной обмоткой и конденсатором в числе схем стороны второго контура (входной стороны) в цепях устройства бесконтактной подачи электричества фиг. 26;

Фиг. 30 изображает диаграмму, показывающую характеристику полного сопротивления и фазовую характеристику цепи на стороне второго контура устройства бесконтактной подачи электричества фиг. 26;

Фиг. 31 изображает схему цепи стороны второго контура из числа схем устройства бесконтактной подачи электричества фиг. 26;

Фиг. 32 изображает схему цепи, эквивалентной цепи устройства бесконтактной подачи электричества фиг. 26;

Фиг. 33 изображает характеристику полного сопротивления на комплексной плоскости устройства бесконтактной подачи электричества фиг. 26;

Фиг. 34 изображает характеристику полного сопротивления на комплексной плоскости;

Фиг. 35a изображает характеристику полного сопротивления устройства бесконтактной подачи электричества фиг. 26;

Фиг. 35b изображает фазовую характеристику устройства бесконтактной подачи электричества фиг. 26;

Фиг. 36 изображает электрическую схему устройства бесконтактной подачи электричества согласно одиннадцатому варианту осуществления настоящего изобретения;

Фиг. 37 изображает блок-схему участка управления фиг. 36;

Фиг. 38 изображает выходную характеристику напряжения питания по отношению к времени в устройстве бесконтактной подачи электричества фиг. 36;

Фиг. 39 изображает форму волны несущей, формы выходных волн, форму волны переключающего импульса и форму волны напряжения питания. В материалах настоящей заявки на фиг. 39 ось абсцисс обозначает опущенную ось времени в участке управления фиг. 36;

Фиг. 40 изображает блок-схему последовательности операций способа, показывающую процедуры управления участка управления;

Фиг. 41 изображает характеристики напряжения питания и тока по отношению к времени согласно примеру 1;

Фиг. 42 изображает характеристики напряжения питания и тока по отношению к времени согласно примеру 2;

Фиг. 43 изображает характеристики уровня электромагнитных помех по отношению к частоте согласно примеру 1;

Фиг. 44 изображает характеристики уровня электромагнитных помех по отношению к частоте согласно примеру 2;

Фиг. 45 изображает диаграмму, показывающую потери инвертора соответствующего примера 1 и примера 2;

Фиг. 46 изображает характеристики эффективности по отношению к коэффициенту k связи согласно примеру 1 и примеру 2;

Фиг. 47 изображает характеристики напряжения питания и тока по отношению к времени;

Фиг. 48 изображает диаграмму, показывающую потери инвертора соответствующего примера 2 и примера 3;

Фиг. 49 изображает характеристики максимума уровня электромагнитных помех по отношению к коэффициенту заполнения, периоду и периоду прерывания;

Фиг. 50 изображает эффективность по отношению к коэффициенту заполнения, периоду и периоду прерывания.

ОПИСАНИЕ ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫХ ВАРИАНТОВ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Ниже на основе чертежей будут объяснены варианты осуществления настоящего изобретения.

Первый вариант осуществления

В качестве примера устройства бесконтактной схемы питания согласно первому варианту осуществления настоящего изобретения будет объяснено устройство 20 бесконтактной подачи электричества, использующееся вместе с ориентированным на транспортное средство первичным источником тока и силовой нагрузкой электрического транспортного средства и тому подобным.

Фиг. 1 показывает электрическую схему устройства 20 бесконтактной подачи электричества. Устройство 20 бесконтактной подачи электричества согласно первому варианту осуществления имеет схему подачи питания высокочастотного переменного тока (переменного тока), участок 10 бесконтактной подачи электричества для бесконтактной подачи электропитания, выведенного из схемы 6 подачи питания высокочастотного переменного тока, и нагрузку 7, к которой электропитание подается участком 10 бесконтактной подачи электричества.

Схема 6 подачи питания высокочастотного переменного тока имеет 3-фазный источник 64 питания переменного тока, выпрямитель 61, соединенный с 3-фазным источником 64 питания переменного тока и выполненный с возможностью выпрямления 3-фазного переменного тока в постоянный ток, инвертор 63 напряжения, соединенный с выпрямителем 61 через сглаживающий конденсатор и выполненный с возможностью инвертировать выпрямленный ток в высокочастотное электропитание. Выпрямитель 61 имеет такую структуру, что пара диода 61а и диода 61b, пара диода 61с и диода 61d, а также пара диода 61е и 61f параллельно соединяются (три линии) и каждый из трех выводов 3-фазного источника 64 питания соединяется с одной из соответствующих промежуточных соединительных точек вышеупомянутых трех пар. Инвертор 63 напряжения имеет такую структуру, что первая последовательная цепь, имеющая переключающий элемент 63а и переключающий элемент 63b (подобный переключающему элементу 63а), и вторая последовательная цепь, имеющая переключающий элемент 63с (подобный переключающему элементу 63а) и переключающий элемент 63d (подобный переключающему элементу 63а), соединяются параллельно, причем каждый из переключающих элементов 63a, 63b, 63c и 63d имеет такую структуру, что диод встречно-параллельно соединяется с силовым транзистором или таким как МОП-транзистор. Инвертор 63 напряжения соединяется с выпрямителем 61 через сглаживающий конденсатор 62. Затем промежуточная соединительная точка между переключающим элементом 63а и переключающим элементом 63b и промежуточная соединительная точка между переключающим элементом 63с и переключающим элементом 63d каждая соединяются с участком 100 схемы передачи питания, который является первичной стороной участка 10 бесконтактной подачи электричества. Инвертор 63 напряжения подает переменное питание от около нескольких кГц до 100 кГц к участку 10 бесконтактной подачи электричества.

Участок 10 бесконтактной подачи электричества имеет участок 100 схемы передачи питания в качестве входной стороны трансформатора и участок 200 входной схемы в качестве выходной стороны трансформатора. Участок 100 схемы передачи питания имеет первичную обмотку 101 и конденсатор 102, который параллельно соединяется с первичной обмоткой 101. Участок 200 входной схемы имеет вторичную обмотку 201, конденсатор 202, который параллельно соединен с вторичной обмоткой 201, и конденсатор 203, который соединен последовательно с параллельной цепью, состоящей из вторичной обмотки 201 и конденсатора 202.

Участок 7 нагрузки имеет выпрямляющий участок 71 для выпрямления переменного питания, поданного от участка 10 бесконтактной подачи электричества в постоянный ток, и нагрузку 72, которая соединяется с выпрямляющим участком 71. Выпрямитель 71 имеет такую структуру, что пара диода 71а и диода 71b параллельно соединяются с парой диода 71с и диода 71d. Каждый из двух выводов участка 200 входной схемы соединяется с одной из соответствующих промежуточных соединительных точек вышеупомянутых двух пар. Кроме того, выводы выпрямляющего участка 71 соединяются с нагрузкой 72.

Далее со ссылкой на фиг. 2 и 3 производится пояснение взаимной индуктивности M первичной обмотки 101 и вторичной обмотки 201, когда устройство бесконтактной схемы питания (устройство 20 бесконтактной подачи электричества) предоставляется для транспортного средства и зоны парковки.

Согласно первому варианту осуществления изобретения предоставлены участок 200 входной схемы (включающий в себя вторичную обмотку 201) и участок 7 нагрузки, например, для транспортного средства, между тем как участок 100 схемы передачи питания (включающий в себя первичную обмотку 101) и схема 6 подачи питания высокочастотного переменного тока предоставлены, например, для зоны парковки в качестве наземной стороны. В случае электрического транспортного средства, нагрузка 72 соответствует, например, перезаряжаемой батарее. Вторичная обмотка 201 размещена, например, на кузове автомобиля. В этом случае водитель транспортного средства паркует транспортное средство так, что вторичная обмотка 201 позиционируется на (над) первичную обмотку 101 для того, чтобы таким образом подать электропитание от первичной обмотки 101 к вторичной обмотке 201, таким образом, заряжая перезаряжаемую батарею, включенную в нагрузку 72.

Фиг. 2а и 2b каждая показывают вид в плоскости и общий вид первичной обмотки 101 и вторичной обмотки 201. На фиг. 2а и 2b, ось X и ось Y обозначают направление плоской поверхности первичной обмотки 101 и вторичной обмотки 201, между тем как ось Z обозначает направление высоты первичной обмотки 101 и вторичной обмотки 201. На фиг. 2а и 2b "(a)" обозначает вид в плоскости первичной обмотки 101 и вторичной обмотки 201, "(b)" обозначает общий вид вторичной обмотки 201, а "(c)" обозначает общий вид первичной обмотки 101. Далее для удобства первичная обмотка 101 и вторичная обмотка 201 имеют одну и ту же круговую конфигурацию. Однако не обязательно сохранять такую круговую конфигурацию и не обязательно образовывать ту же самую конфигурацию между первичной обмоткой 101 и вторичной обмоткой 201 согласно первому варианту осуществления.

Как показано на фиг. 2а, является предпочтительным, чтобы транспортное средство было припарковано так, что вторичная обмотка совмещалась с первичной обмоткой 101 в направлениях оси X и оси Y, которые образуют направление плоской поверхности. Однако в зависимости от умения водителя, местоположение первичной обмотки 101 относительно вторичной обмотки 201 в качестве варианта может отклоняться в направлении плоской поверхности. Более того, высота транспортного средства различается в зависимости от типа транспортного средства, следовательно, высота первичной обмотки 101 и высота вторичной обмотки 201 отличны друг от друга с изменением высоты транспортного средства.

Фиг. 3а показывает изменения взаимной индуктивности M в соответствии со сдвигом вторичной обмотки 201 в направлении оси X на фиг. 2, а фиг. 3b показывает изменения взаимной индуктивности относительно сдвига вторичной обмотки 201 в направлении оси Z фиг. 2. Как показано на фиг. 2а, когда центр первичной обмотки 101 совпадает с центром вторичной обмотки 201, утечка магнитного потока между первичной обмоткой 101 и вторичной обмоткой 201 является небольшой, посредством чего значение оси X на фиг. 3а соответствует нулю и взаимная индуктивность M или коэффициент k связи являются большими. С другой стороны, как показано на фиг. 2b, по сравнению с фиг. 2а, когда местоположение первичной обмотки 101 отклоняется от местоположения вторичной обмотки 201 в направлении оси X, утечка магнитного потока становится большей, посредством чего, как показано на фиг. 3а, взаимная индуктивность М или коэффициент k связи являются меньшими. Более того, когда отклонение первичной обмотки 101 относительно вторичной обмотки 201 в направлении оси Z (высоты) становится большей, как показано на фиг. 3b, взаимная индуктивность M или коэффициент k связи становятся меньшими.

Устройство бесконтактной подачи питания или подобное, выполненное для зарядки домашних бытовых электроприборов (таких как электрическая зубная щетка, бритва или подобное) или мобильных устройств, которые выполнены беспроводными, имеет такую структуру, что первичная обмотка 101 не перемещается относительно вторичной обмотки 201, вследствие этого, предположение о колебании взаимной индуктивности М, как указано выше, не является необходимым. Таким образом, исходя из предположения, что взаимная индуктивность М зафиксирована, цепь конденсаторов и индукторов, включенных в участок схемы 100 передачи питания и участок 200 входной схемы, выполнены так, что электропитание может быть эффективно подано к участку 200 входной схемы при конкретном коэффициенте k связи.

Фиг. 4 показывает фазу входного полного сопротивления (Z_in), с выходной стороны источника питания переменного тока в устройстве бесконтактной подачи электричества в патентном документе 1, показывая разницу в коэффициенте связи между первичной обмоткой и вторичной обмоткой. В материалах настоящей заявки f₀ обозначает частоту составляющей основной гармоники источника питания переменного тока (здесь и далее именуемую как частота основной гармоники). Когда в качестве переключающего источника питания, например, выход инвертора соединяется с участком 100 схемы передачи питания, частота f₀ основной гармоники зависит от частоты переключения переключающего элемента, который приводит в действие инвертор. Согласно первому варианту осуществления частота f₀ основной гармоники зависит от частот переключения переключающих элементов 63а-63d.

Как показано на фиг. 4, когда коэффициент k связи равен 0,1, фазовая характеристика входного полного сопротивления является нулевой в окрестности частоты (f₀) основной гармоники, следовательно, коэффициент мощности подаваемого питания равен 1, таким образом, позволяя подать электропитание к нагрузке. С другой стороны, когда компоновка конденсатора-индуктора, включенная в участок 100 схемы передачи питания и участок 200 входной схемы, не изменяется, а местоположение первичной обмотки 101 отклоняется от вторичной обмотки 201, посредством чего изменяется коэффициент k связи, фаза в окрестности частоты основной гармоники (f₀) сильно запаздывает, когда коэффициент k связи равен 0,2. Таким образом, коэффициент мощности подаваемого питания уменьшается, посредством чего уменьшая эффективность подачи питания. Более того, когда коэффициент k связи изменяется и становится равным 0,3, фаза в окрестности частоты основной гармоники (f₀) дополнительно запаздывает, тем самым уменьшая коэффициент мощности подаваемого питания, таким образом, уменьшая эффективность подачи питания.

То есть, когда электропитание подводится в правильном местоположении (первичной обмотки 101 и вторичной обмотки 210), приводя к коэффициенту k=0,1 связи, питание подается эффективно. Однако, когда местоположение первичной обмотки 101 отклоняется от местоположения вторичной обмотки 201, таким образом осуществляя колебание коэффициента k связи, электропитание, подаваемое к вторичной стороне, заметно уменьшается, приводя в результате к уменьшенной эффективности.

Согласно первому варианту осуществления, когда коэффициент k связи между первичной обмоткой 101 и вторичной обмоткой 201 принимает конкретное значение, фазовая характеристика входного полного сопротивления (Z_in) участка 10 бесконтактной подачи электричества, если смотреть со стороны схемы подачи питания высокочастотного переменного тока, параллельна оси частоты в области частоты (f₀) составляющей основной гармоники схемы 6 подачи питания высокочастотного переменного тока. Как показано на фиг. 5, в отношении устройства 20 бесконтактной подачи электричества согласно первому варианту осуществления, когда коэффициент k связи равен 0,3, фазовая характеристика входного полного сопротивления (Z_in) находится параллельно оси частоты в окрестности частоты (f₀) основной гармоники. Другими словами фазовая характеристика входного полного сопротивления (Z_in) является неровной, и является горизонтальной в окрестности частоты основной гармоники (f₀). В этом случае фаза входного полного сопротивления (Z_in) является близкой к нулю, посредством чего коэффициент мощности подаваемого питания является близким к 1, а участок 10 бесконтактной подачи электричества эффективно подает питание к вторичной стороне. В дополнение, не является необходимым, чтобы "параллельность к оси частоты" была точной, а следовательно "параллельность к оси частоты" может включать незначительный наклон.

Кроме того, в отношении устройства 20 бесконтактной подачи электричества согласно первому варианту осуществления, когда коэффициент k связи колеблется, чтобы стать равным 0,2, фазовая характеристика входного полного сопротивления (Z_in) изменяется таким образом, что вращается вокруг зоны в окрестности частоты (f₀) основной гармоники, и фаза в окрестности частоты (f₀) основной гармоники сильно не изменяется в сравнении с тем, когда коэффициент связи равен 0,3, т.е. фаза в окрестности частоты основной гармоники (f₀) сохраняется близкой к нулю. Более того, даже когда коэффициент k связи колеблется, чтобы стать равным 0,1, фазовая характеристика входного полного сопротивления (Z_in) изменяется таким образом, что вращается вокруг зоны окрестности частоты основной гармоники (f₀), и фаза в окрестности частоты основной гармоники (f₀) сильно не изменяется в сравнении с тем, когда коэффициент k связи был равен 0,2 или 0,3, т.е. фаза в окрестности частоты основной гармоники (f₀) сохраняется близкой к нулю.

Другими словами, в отношении фазовой характеристики входного полного сопротивления (Z_in) согласно первому варианту осуществления, когда коэффициент k связи между первичной обмоткой 101 и вторичной обмоткой 201 принимает конкретное значение (k=0,3 на фиг. 5), разница между максимумом (Z_MAX) и минимумом (Z_MIN) фазовой характеристики входного полного сопротивления (Z_in) участка 10 бесконтактной подачи электричества является близкой к нулю. В материалах настоящей заявки, когда фазовая характеристика имеет множество максимумов (Z_MAX), максимум (Z_MAX) обозначает значение соответствующее частоте, которая является наиболее близкой к частоте (f₀) основной гармоники. Также, подобное верно в отношении минимума (Z_MIN). На фиг. 5 в случае частоты (f_MAX), обозначенной точкой P1, фаза имеет максимум (Z_MAX), а в случае частоты (f_MIN), обозначенной точкой P2, фаза имеет минимум (Z_MIN). В этом случае, как показано на фиг. 5, разница между максимумом (Z_MAX) и минимумом (Z_MIN) является близкой к нулю.

Другими словами, в отношении фазовой характеристики входного полного сопротивления (Z_in) согласно первому варианту осуществления, когда коэффициент k связи между первичной обмоткой 101 и вторичной обмоткой 201 принимает конкретное значение (k=0,3 на фиг. 5), фазовая характеристика входного полного сопротивления (Z_in) участка 10 бесконтактной подачи электричества имеет такой признак, что точка перегиба находится в окрестности частоты (f₀) основной гармоники, а касательная линия к точке перегиба параллельна оси частоты. На фиг. 5 Q обозначает точку перегиба Q, которая находится в окрестности частоты (f₀) основной гармоники. Более того, как показано на фиг. 5, касательная линия точки перегиба Q параллельна оси частоты. В дополнение, не является необходимым, чтобы "параллельность к оси частоты" была точной, а, следовательно, "параллельность к оси частоты" может включать незначительный наклон.

Как сказано выше, проектирование включения конденсаторов-индукторов в участок 10 бесконтактной подачи электричества может позволить устройству 20 бесконтактной подачи электричества согласно первому варианту осуществления получить вышеописанную фазовую характеристику входного полного сопротивления (Z_in) с изменяющимся коэффициентом k связи, принимающим конкретное значение. Разъясненное далее со ссылкой на фиг. 6 является примером схемы, в которой входное полное сопротивление (Z_in) имеет вышеописанную фазовую характеристику.

Фиг. 6а показывает характеристику полного сопротивления (Z) и фазовую характеристику (Ф) полного сопротивления (Z₁) только первичной стороны относительно частоты, если смотреть со стороны схемы 6 подачи питания высокочастотного переменного тока на участке 10 бесконтактной подачи электричества, показанном на фиг. 1. Более того, фиг. 6b показывает характеристику полного сопротивления (Z) и фазовую характеристику (Ф) полного сопротивления (Z₂) только вторичной стороны относительно частоты, если смотреть со стороны участка 7 нагрузки на участке 10 бесконтактной подачи электричества, показанном на фиг. 1. Может быть соответственно вычислено полное сопротивление (Z₁) только первичной стороны и полное сопротивление (Z₂) только вторичной стороны с взаимной индуктивностью, равной нулю.

Как показано на фиг. 6а, характеристика полного сопротивления (Z) полного сопротивления (Z₁) только первичной стороны имеет максимум в окрестности частоты основной гармоники. Более того, фазовая характеристика (Ф) полного сопротивления (Z₁) только первичной стороны сохраняется около +90 градусов вплоть до зоны окрестности частоты (f₀) основной гармоники, затем осуществляет фазовый перегиб в области частоты (f₀) основной гармоники, а затем сохраняет около -90 градусов после области окрестности частоты (f₀) основной гармоники.

Как показано на фиг. 6b, характеристика полного сопротивления (Z) полного сопротивления (Z₂) только вторичной стороны имеет частоту (f₀) основной гармоники между частотой (f_MAX), принимающей максимум (Z_MAX), и частотой (f_MIN), принимающей минимум (Z_MIN). В материалах настоящей заявки, в особенности в случае фазовой характеристики, имеющей множество максимумов (Z_MAX), максимум (Z_MAX) обозначает значение, соответствующее частоте, которая является самой близкой к частоте (f₀) основной гармоники. То же самое является истиной в случае минимума (Z_MIN). Фазовая характеристика (Ф) полного сопротивления (Z₂) только вторичной стороны имеет две точки (точку P1 и точку P2, показанные на фиг. 6b), на которых осуществляются фазовые перегибы, и имеет участок (между двумя точками P1 и P2), который параллелен оси частоты, причем частотная составляющая основной гармоники (f₀) присутствует между двумя точками P1 и P2. Другими словами, вышеупомянутая характеристика (Ф) делает поворот вокруг зоны окрестности частоты основной гармоники (f₀) и возвращается назад.

Затем полное сопротивление (Z₁) только стороны первого контура, с характеристикой, показанной на фиг. 6а, устанавливается для участка 100 схемы передачи питания, а полное сопротивление (Z₂) только вторичной стороны, с характеристикой, показанной на фиг. 6b, устанавливается для участка 200 входной схемы, для того, чтобы настроить участок 10 бесконтактной подачи электричества, имеющий вышеупомянутую характеристику, как показано на фиг. 5.

Как указано выше, согласно первому варианту осуществления местоположение первичной обмотки 101 колеблется относительно местоположения вторичной обмотки 201, однако при конкретном значении (k=0,3 фиг. 5) фазовая характеристика входного полного сопротивления является параллельной оси частоты в окрестности частоты (f₀) основной гармоники. Другими словами, согласно первому варианту осуществления, когда коэффициент k связи принимает конкретное значение, фазовая характеристика входного полного сопротивления (Z_in) участка 10 бесконтактной подачи электричества, если смотреть со стороны схемы 6 подачи питания высокочастотного переменного тока, становится параллельной оси частоты в окрестности частоты (f₀) основной гармоники схемы 6 подачи питания высокочастотного переменного тока. Тем не менее, другими словами, согласно первому варианту осуществления, когда коэффициент k связи принимает конкретное значение, разница между максимумом (Z_MAX) и минимумом (Z_MIN) фазовой характеристики входного полного сопротивления (Z_in) участка 10 бесконтактной подачи электричества становится близкой к нулю. Более того, другими словами, согласно первому варианту осуществления, когда коэффициент k связи принимает конкретное значение, фазовая характеристика входного полного сопротивления (Z_in) участка 10 бесконтактной подачи электричества имеет точку перегиба Q в окрестности частоты основной гармоники (f₀), а касательная линия точки перегиба Q параллельна оси частот.

При этом, когда коэффициент k связи колеблется от конкретного значения, фазовая характеристика входного полного сопротивления (Z_in) колеблется таким образом, чтобы вращаться вокруг точки фазы (Ф₀), которая соответствует частоте (f₀) основной гармоники, посредством чего обеспечивается уменьшение колебания ширины полосы фазы входного полного сопротивления (Z_in) относительно частоты (f₀) основной гармоники и подавление (даже когда коэффициент k связи колеблется) колебания фазы (Ф₀).

Согласно первому варианту осуществления фазовая характеристика входного полного сопротивления (Z_in), имеющего коэффициент k связи конкретного значения, имеет значение фазы в окрестности нуля относительно частоты (f₀) основной гармоники, посредством чего обеспечивается улучшение эффективности подачи электропитания к участку 200 входной схемы, а также обеспечивается подача (когда коэффициент k связи колеблется от конкретного значения) электропитания с высокой эффективностью.

Согласно первому варианту осуществления в отношении фазовой характеристики входное полное сопротивление (Z_in), имеющее коэффициент k связи конкретного значения, когда коэффициент k связи изменяется в пределах постоянного диапазона относительно конкретного значения, фаза относительно частоты (f₀) основной гармоники колеблется в окрестности нуля. При этом даже когда коэффициент k связи колеблется от конкретного значения в пределах постоянного диапазона, согласно первому варианту осуществления может быть сохранен высокий коэффициент мощности, следовательно, в результате обеспечивается сохранение высокой эффективности по отношению к колебанию коэффициента k связи и подача электропитания.

В дополнение, вышеупомянутый постоянный диапазон может быть определен, например, следующим образом: когда эффективность подачи электропитания колеблется посредством колебания коэффициента k связи, коэффициент k связи, соответствующий допустимому диапазону эффективности, устанавливается заранее. Допустимый диапазон устанавливается надлежащим образом в зависимости от характеристик используемой первичной обмотки, используемой вторичной обмотки, стандартного электропитания вторичной батареи в качестве нагрузки 72 и подобного.

В дальнейшем, разъяснение со ссылкой на фиг. 7 - 10 касается точек и подобного, при которых вышеописанная характеристика полного сопротивления (Z) или фазовая характеристика (Ф) дает возможность устройству 20 бесконтактной подачи электричества согласно первому варианту осуществления сохранить более высокую эффективность подачи электричества в сравнении с традиционным устройством бесконтактной подачи электричества.

Фиг. 7 показывает эффективность подачи электричества по отношению к коэффициенту k связи в отношении устройства 20 бесконтактной подачи электричества согласно первому варианту осуществления настоящего изобретения по сравнению с традиционным устройством бесконтактной подачи электричества. В материалах настоящей заявки эффективность (%) на фиг. 7 обозначает отношение выходного питания от участка 10 бесконтактной подачи электричества относительно входящего питания к участку 10 бесконтактной подачи электричества. В дополнение частота является частотой основной гармоники источника питания переменного тока, соединенного с входной стороной.

В отношении традиционного устройства бесконтактной подачи электричества цепь индуктора-конденсатора, включенная в участок бесконтактной подачи электричества, предназначена для фокусирования эффективности подачи электричества так, что коэффициент мощности увеличивается при предположении о высоком коэффициенте k связи. Таким образом, эффективность подачи электричества является высокой при высоком коэффициенте k связи. Однако, как показано на фиг. 7, когда коэффициент k связи последовательно уменьшается, эффективность подачи электричества быстро ухудшается.

С другой стороны, в отношении устройства 20 бесконтактной подачи электричества согласно первому варианту осуществления настоящего изобретения коэффициент k связи при уменьшении может сохранить эффективность подачи электричества более высоким, чем коэффициент традиционной технологии. Более того, согласно первому варианту осуществления коэффициент k связи, который является небольшим, может иметь высокую эффективность подачи электричества.

Фиг. 8 показывает изменение эффективности подачи электричества, когда местоположение первичной обмотки 101 относительно вторичной обмотки отклоняется в направлении оси X, что показано на фиг. 2b или 3а. В материалах настоящей заявки эффективность подачи электричества является подобной той, которая показана на фиг. 7.

В отношении традиционного устройства бесконтактной подачи электричества, когда местоположение первичной обмотки 101 относительно вторичной обмотки 201 отклоняется в направлении оси Х, коэффициент k связи уменьшается, следовательно, когда отклонение увеличивается, эффективность быстро уменьшается к конкретной точке. С другой стороны, в отношении устройства 20 бесконтактной подачи электричества согласно первому варианту осуществления настоящего изобретения, даже когда местоположение первичной обмотки относительно вторичной обмотки отклоняется, эффективность может остаться высокой. В этом случае при 80% эффективности необходимой для системы (условие эксплуатации) 80% или больше определяются как допустимая эффективность для системы. В таком случае устройство 20 бесконтактной подачи электричества согласно первому варианту осуществления может продлевать допустимость пониженной эффективности (относительно отклонения в направлении оси Х) в 1,5 раза больше в сравнении с традиционной технологией.

Фиг. 9 показывает ток, необходимый на стороне источника питания переменного тока относительно коэффициента k связи, причем ток наблюдается, когда необходимо получение постоянной выходной мощности (например, когда к нагрузке 72 должна быть подана постоянная мощность 10 кВт). В отношении традиционного устройства бесконтактной подачи электричества, когда коэффициент k связи является высоким, необходимое питание может быть подано к участку 200 входной схемы даже когда ток, текущий в участке 100 схемы передачи питания, является небольшим, однако, когда коэффициент k связи является низким, ток, текущий по участку 100 схемы передачи питания, является большим, таким образом, увеличивая потерю, которая возникает в первичной обмотке 101 или подобном в схеме. С другой стороны, имея устройство 20 бесконтактной подачи электричества согласно первому варианту осуществления, когда коэффициент k связи является небольшим, ток, текущий через участок 100 схемы передачи питания, может ослабляться, посредством чего обеспечивается эффективная подача питания к участку 200 входной схемы.

В дополнение, согласно первому варианту осуществления, когда коэффициент связи равен 0,3, первичная обмотка 101, конденсатор 102, вторичная обмотка 201, конденсатор 202 и конденсатор 203, включенные в участок 10 бесконтактной подачи электричества, устанавливаются так, чтобы фазовая характеристика или характеристика полного сопротивления (Z_in) имела вышеупомянутые характеристики, однако допускается коэффициент k связи, не принимающий значение 0,3.

То есть при условии, что местоположение вторичной обмотки 201 относительно первичной обмотки 101 изменяется, когда фазовая характеристика или характеристика полного сопротивления входного полного сопротивления (Z_in) принимает вышеупомянутые характеристики в диапазоне колебания предполагаемого коэффициента k связи, коэффициент k связи, полученный в этом случае, определяется в качестве конкретного значения. Более того, конструирование схемы так, что фаза входного полного сопротивления (Z_in) относительно частоты основной гармоники (f₀) в этом случае является более близкой к нулю, может увеличить эффективность.

В дополнение, характеристика полного сопротивления (Z) полного сопротивления (Z₁) только первичной стороны или характеристика полного сопротивления (Z) полного сопротивления (Z₂) только вторичной стороны может иметь значение экстремума, отличное от максимума (Z_MAX) или минимума (Z_MIN), которое будет ближайшим к частоте основной гармоники (f₀). Схема 6 подачи питания высокочастотного переменного тока согласно первому варианту осуществления соответствует "источнику питания переменного тока" настоящего изобретения, конденсатор 102 согласно первому варианту осуществления соответствует "первому конденсатору" настоящего изобретения, конденсатор 202 и конденсатор 203 соответственно первому варианту осуществления соответственно соответствуют "третьему конденсатору" и "четвертому конденсатору" настоящего изобретения.

Второй вариант осуществления

Фиг. 10 изображает участок схемы, показывающий устройство 20 бесконтактной подачи электричества согласно второму варианту осуществления настоящего изобретения. По сравнению с первым вариантом осуществления, описанным выше, второй вариант осуществления отличается использованием схемы, которая отлична от схемы участка 100 схемы передачи питания фиг. 1. В отличие от вышеупомянутого в терминах структуры второй вариант осуществления по существу является таким же как первый вариант осуществления, а, следовательно, описания первого варианта осуществления соответствующим образом будут цитироваться согласно второму варианту осуществления.

Как показано на фиг. 10, участок 311 схемы передачи питания согласно второму варианту осуществления имеет такую структуру, что индуктор 301 соединяется последовательно с параллельной цепью, имеющий первичную обмотку 101 и конденсатор 102.

Фиг. 11 показывает характеристику полного сопротивления (Z) и фазовую характеристику (Ф) по отношению к частоте полного сопротивления (Z₁) только первичной стороны, если смотреть со стороны схемы 6 подачи питания высокочастотного переменного тока, с взаимной индуктивностью M, равной нулю.

Как показано на фиг. 11, характеристика полного сопротивления (Z) полного сопротивления (Z₁) согласно второму варианту осуществления имеет максимум (Z_MAX) в окрестности частоты (f₀) основной гармоники и имеет минимум (Z_MIN) по отношению к частоте более высокой, чем частота (f₀) основной гармоники. Более того, фазовая характеристика (Ф) полного сопротивления (Z₁) согласно второму варианту осуществления имеет фазовый перегиб в окрестности частоты (f₀) основной гармоники и имеет точку, в которой фаза дополнительно перегибается при частоте большей, чем частота (f₀) основной гармоники в зоне, отличной от окрестности (f₀) основной гармоники.

Когда участок 10 бесконтактной подачи электричества обеспечивается участком 311 схемы передачи питания, имеющим характеристику полного сопротивления (Z) или фазовую характеристику (Ф), показанные на фиг. 11, фазовая характеристика входного полного сопротивления (Z_in) имеет, со ссылкой на фиг. 5 такую характеристику, как показано согласно первому варианту осуществления. При этом в устройстве 20 бесконтактной подачи электричества согласно второму варианту осуществления диапазон колебания фазы входного полного сопротивления (Z_in) по отношению к частоте (f₀) основной гармоники является небольшим, даже когда коэффициент k связи колеблется, таким образом подавляя колебание фазы (Ф₀), в результате сохраняя коэффициент питания высоким и позволяя эффективно подавать электропитание.

В дополнение, индуктор 301 согласно второму варианту осуществления соответствует "первому индуктору" настоящего изобретения.

Третий вариант осуществления

Фиг. 12 изображает участок схемы, показывающий устройство 20 бесконтактной подачи электричества согласно третьему варианту осуществления настоящего изобретения. В сравнении с первым вариантом осуществления, описанным выше, третий вариант осуществления отличается использованием схемы, которая отлична от схемы участка 100 схемы передачи питания фиг. 1. В отличие от вышеупомянутого в терминах структуры третий вариант осуществления по существу является таким же как первый вариант осуществления, а, следовательно, описания первого варианта осуществления соответствующим образом будут цитироваться согласно третьему варианту осуществления.

Как показано на фиг. 12, участок 312 схемы передачи питания согласно третьему варианту осуществления имеет такую структуру, что конденсатор 302 соединяется последовательно с параллельной цепью, имеющей первичную обмотку 101 и конденсатор 102.

Фиг. 13 показывает характеристику полного сопротивления (Z) и фазовую характеристику (Ф) по отношению к частоте полного сопротивления (Z₁) только стороны первого контура, если смотреть со стороны схемы 6 подачи питания высокочастотного переменного тока, с взаимной индуктивностью M, равной нулю.

Как показано на фиг. 13, характеристика полного сопротивления (Z) полного сопротивления (Z₁) согласно третьему варианту осуществления имеет максимум (пик) в окрестности частоты (f₀) основной гармоники и имеет минимум по отношению к частоте более низкой, чем частота (f₀) основной гармоники в зоне, отличной от зоны окрестности частоты (f₀) основной гармоники. Более того, фазовая характеристика (Ф) полного сопротивления (Z₁) имеет фазовый перегиб в окрестности частоты (f₀) основной гармоники и имеет точку, в которой осуществляется фазовый перегиб при частоте более низкой, чем частота (f₀) основной гармоники в зоне, отличной от окрестности частоты (f₀) основной гармоники.

Когда участок 10 бесконтактной подачи электричества обеспечивается участком 312 схемы передачи питания, имеющим характеристику полного сопротивления (Z) и фазовую характеристику (Ф), показанную на фиг. 13, фазовая характеристика входного полного сопротивления (Z_in) имеет, со ссылкой на фиг. 5 такую характеристику, как показано согласно первому варианту осуществления. При этом в устройстве 20 бесконтактной подачи электричества согласно третьему варианту осуществления диапазон колебания фазы входного полного сопротивления (Z_in) по отношению к частоте (f₀) основной гармоники является небольшим, даже когда коэффициент k связи колеблется, таким образом подавляя колебание фазы (Ф₀), в результате сохраняя коэффициент мощности и позволяя эффективно подавать электропитание.

В дополнение, конденсатор 302 согласно третьему варианту осуществления соответствует "второму конденсатору" настоящего изобретения.

Четвертый вариант осуществления

Фиг. 14 изображает участок схемы, показывающий устройство 20 бесконтактной подачи электричества согласно четвертому варианту осуществления настоящего изобретения. По сравнению с первым вариантом осуществления, описанным выше, четвертый вариант осуществления отличается использованием схемы, которая отлична от участка 100 схемы передачи питания фиг. 1. В отличие от вышеупомянутого в терминах структуры четвертый вариант осуществления по существу является таким же как первый вариант осуществления, а, следовательно, описания первого варианта осуществления соответствующим образом будут цитироваться согласно четвертому варианту осуществления.

Как показано на фиг. 14, участок 313 схемы передачи питания согласно четвертому варианту осуществления имеет такую структуру, что индуктор 301 соединяется с первым концом параллельной цепи, имеющий первичную обмотку 101 и конденсатор 102, а конденсатор 302 соединяется со вторым концом вышеупомянутой параллельной цепи.

Фиг. 15 показывает характеристику полного сопротивления (Z) и фазовую характеристику (Ф) по отношению к частоте полного сопротивления (Z₁) только первичной стороны, если смотреть со стороны схемы 6 подачи питания высокочастотного переменного тока, с взаимной индуктивностью M, равной нулю.

Как показано на фиг. 15, характеристика полного сопротивления (Z) полного сопротивления (Z₁) согласно четвертому варианту осуществления имеет максимум (пик) в окрестности частоты (f₀) основной гармоники и имеет минимумы в двух соответствующих зонах, отличных от зоны окрестности частоты (f₀) основной гармоники. Более того, фазовая характеристика (Ф) полного сопротивления (Z₁) имеет фазовый перегиб в окрестности частоты (f₀) основной гармоники и имеет две точки, в которых дополнительно осуществляются фазовые перегибы при соответствующих частотах, в зонах, отличных от окрестности частоты (f₀) основной гармоники.

Когда участок 10 бесконтактной подачи электричества обеспечивается участком 313 схемы передачи питания, имеющим характеристику полного сопротивления или фазовую характеристику (Ф), показанные на фиг. 15, фазовая характеристика входного полного сопротивления (Z_in) со ссылкой на фиг. 5 имеет такую характеристику, как показано согласно первому варианту осуществления. При этом в устройстве 20 бесконтактной подачи электричества согласно четвертому варианту осуществления диапазон колебания фазы входного полного сопротивления (Z_in) по отношению к частоте (f₀) основной гармоники является небольшим, даже когда коэффициент k связи колеблется, таким образом подавляя колебание фазы (Ф₀), в результате сохраняя коэффициент мощности высоким и позволяя эффективно подавать электропитание.

В дополнение, индуктор 301 согласно четвертому варианту осуществления соответствует "первому индуктору" настоящего изобретения, а конденсатор 302 согласно четвертому варианту осуществления соответствует "второму конденсатору" настоящего изобретения.

Пятый вариант осуществления

Фиг. 16 изображает участок схемы, показывающий устройство 20 бесконтактной подачи электричества согласно пятому варианту осуществления настоящего изобретения. По сравнению с первым вариантом осуществления, описанным выше, пятый вариант осуществления отличается использованием схемы, которая отлична от схемы участка 200 входной схемы фиг. 1. В отличие от вышеупомянутого в терминах структуры пятый вариант осуществления по существу является таким же как первый вариант осуществления, а, следовательно, описания первого варианта осуществления соответствующим образом будут цитироваться согласно пятому варианту осуществления.

Как показано на фиг. 16, участок 411 входной схемы имеет такую структуру, что конденсатор 401 соединяется с вторичной обмоткой 201 последовательно, а конденсатор 202 соединяется параллельно с последовательной цепью, состоящей из вторичной обмотки 201 и конденсатора 401.

Фиг. 17 показывает характеристики полного сопротивления (Z) и фазовую характеристику (Ф) по отношению к частоте полного сопротивления (Z₂) только вторичной стороны, если смотреть со стороны участка 7 нагрузки, с взаимной индуктивностью, равной нулю.

Как показано на фиг. 17, характеристика полного сопротивления (Z) полного сопротивления (Z₂) имеет частоту основной гармоники (f₀) между частотой (f_MAX), принимающей максимум (Z_MAX), и частотой (f_MIN), принимающей минимум (Z_MIN).

Фазовая характеристика (Ф) полного сопротивления (Z₂) имеет две точки (точку P1 и точку P2, показанные на фиг. 17), в которых осуществляется фазовый перегиб, и имеет участок (между точками P1, P2), который параллелен оси частот, причем частота (f₀) основной гармоники находится между двумя точками P1 и P2. Другими словами, фазовая характеристика (Ф) делает поворот вокруг зоны в окрестности частоты (f₀) основной гармоники и возвращается назад.

Когда участок 10 бесконтактной подачи электричества обеспечивается участком 411 входной схемы, имеющим характеристику полного сопротивления (Z) или фазовую характеристику (Ф), показанные на фиг. 17, фазовая характеристика входного полного сопротивления (Z_in) со ссылкой на фиг. 5 имеет такую характеристику, как показано согласно первому варианту осуществления. При этом в устройстве 20 бесконтактной подачи электричества согласно пятому варианту осуществления диапазон колебания фазы входного полного сопротивления (Z_in) по отношению к частоте (f₀) основной гармоники является небольшим, даже когда коэффициент k связи колеблется, таким образом подавляя колебания фазы (Ф₀), в результате сохраняя коэффициент мощности высоким и позволяя эффективно подавать электропитание.

В дополнение, конденсатор 401 согласно пятому варианту осуществления соответствует "пятому конденсатору" настоящего изобретения, а конденсатор 202 согласно пятому варианту осуществления соответствует "третьему конденсатору" настоящего изобретения.

Шестой вариант осуществления

Фиг. 18 изображает участок схемы, показывающий устройство 20 бесконтактной подачи электричества согласно шестому варианту осуществления настоящего изобретения. По сравнению с первым вариантом осуществления, описанным выше, шестой вариант осуществления отличается пользованием схемы, которая отличается от схемы участка 200 входной схемы фиг. 1. В отличие от вышеупомянутого в терминах структуры шестой вариант осуществления по существу является таким же как первый вариант осуществления, а, следовательно, описания первого варианта осуществления соответствующим образом будут цитироваться согласно шестому варианту осуществления.

Как показано на фиг. 18, участок 412 входной схемы согласно шестому варианту осуществления имеет такую структуру, что конденсатор 401 соединяется последовательно с вторичной обмоткой 201, а индуктор 402 соединяется параллельно с последовательной цепью, состоящей из вторичной обмотки 201 и конденсатора 401.

Фиг. 19 показывает характеристику полного сопротивления (Z) и фазовую характеристику (Ф) по отношению к частоте полного сопротивления (Z₂) только вторичной стороны, если смотреть со стороны участка 7 нагрузки, с взаимной индуктивностью, равной нулю.

Как показано на фиг. 19, характеристика полного сопротивления (Z) полного сопротивления (Z₂) имеет частоту (f₀) основной гармоники между частотой (f_MAX), принимающей максимум (Z_MAX), и частотой (f_MIN), принимающей минимум (Z_MIN). В отличие от характеристики полного сопротивления (Z), показанной на фиг. 6b, согласно первому варианту осуществления фиг. 19 шестого варианта осуществления показывает, что частота (f_MAX) является более низкой, чем частота (f₀) основной гармоники, а частота (f_MIN) является более высокой, чем частота (f₀) основной гармоники.

Фазовая характеристика (Ф) полного сопротивления (Z₂) имеет две точки (точку P1 и точку P2, показанные на фиг. 19), в которых осуществляется фазовый перегиб, и имеет участок (между двумя точками P1, P2), который является параллельным оси частот, причем частотная составляющая (f₀) основной гармоники находится между двумя точками P1 и P2. Другими словами, вышеупомянутая характеристика (Ф) делает поворот вокруг зоны окрестности частоты (f₀) основной гармоники и возвращается назад.

Когда участок 10 бесконтактной подачи электричества обеспечивается участком 412 входной схемы, имеющим характеристику полного сопротивления (Z) или фазовую характеристику (Ф), показанные на фиг. 19, фазовая характеристика входного полного сопротивления (Z_in) со ссылкой на фиг. 5 имеет такую характеристику, как показано согласно первому варианту осуществления. При этом в устройстве 20 бесконтактной подачи электричества согласно шестому варианту осуществления диапазон колебания фазы входного полного сопротивления (Z_in) по отношению к частоте основной гармоники (f₀) является небольшим, даже когда коэффициент k связи колеблется, таким образом подавляя колебание фазы (Ф₀), в результате сохраняя коэффициент мощности высоким и позволяя эффективно подавать электропитание.

В дополнение, конденсатор 401 согласно шестому варианту осуществления соответствует "пятому конденсатору" настоящего изобретения, а индуктор 402 согласно шестому варианту осуществления соответствует "третьему индуктору" настоящего изобретения.

Более того, допускается замещение конденсатора 401 индуктором 402, посредством чего индуктор 402 последовательно соединяется со вторичной обмоткой при соединении конденсатора 401 с последовательной цепью, состоящей из вторичной обмотки 201 и индуктора 402. В этом случае конденсатор 401 согласно шестому варианту осуществления соответствует "третьему конденсатору" настоящего изобретения, а индуктор 402 согласно шестому варианту осуществления соответствует "четвертому индуктору" настоящего изобретения.

Седьмой вариант осуществления

Фиг. 20 изображает участок схемы, показывающий устройство 20 бесконтактной подачи электричества согласно седьмому варианту осуществления настоящего изобретения. По сравнению с первым вариантом осуществления, описанным выше, седьмой вариант осуществления отличается использованием схемы, которая отлична от схемы участка 200 входной схемы фиг. 1. В отличие от вышеупомянутого в терминах структуры седьмой вариант осуществления по существу является таким же, как первый вариант осуществления, а, следовательно, описания первого варианта осуществления соответствующим образом будут цитироваться согласно седьмому варианту осуществления.

Как показано на фиг. 20, участок 413 входной схемы согласно седьмому варианту осуществления имеет такую структуру, что конденсатор 401 соединяется последовательно с вторичной обмоткой 201, а конденсатор 403 соединяется в зоне между соединением (между первым концом вторичной обмотки 201 и конденсатором 401) и вторым концом вторичной обмотки 201. Кроме того, конденсатор 202 соединяется параллельно по отношению к последовательной цепи, которая имеет i) параллельную цепь, состоящую из вторичной обмотки 201 и конденсатора 403, и ii) конденсатор 401.

Фиг. 21 показывает характеристику полного сопротивления (Z) и фазовую характеристику (Ф) по отношению к частоте полного сопротивления (Z₂) только вторичной стороны, если смотреть со стороны участка 7 нагрузки, с взаимной индуктивностью M, равной нулю.

Как показано на фиг. 21, характеристика полного сопротивления (Z) полного сопротивления (Z₂) только вторичной стороны имеет частоту (f₀) основной гармоники между частотой (f_MAX), принимающей максимум (Z_MAX), и частотой (f_MIN), принимающей минимум (Z_MIN).

Фазовая характеристика (Ф) полного сопротивления (Z₂) имеет две точки (точку P1 и точку P2, показанные на фиг. 21), в которых осуществляется фазовый перегиб, и имеет участок (между двумя точками P1, P2), который является параллельным оси частот, причем частотная составляющая (f₀) основной гармоники находится между двумя точками P1 и P2. Другими словами, вышеупомянутая характеристика (Ф) делает поворот вокруг зоны окрестности частоты (f₀) основной гармоники и возвращается назад.

Когда участок 10 бесконтактной подачи электричества обеспечивается участком 413 входной схемы, имеющим характеристику полного сопротивления (Z) или фазовую характеристику (Ф), показанные на фиг. 21, фазовая характеристика входного полного сопротивления (Z_in) со ссылкой на фиг. 5 имеет такую характеристику, как показано согласно первому варианту осуществления. При этом в устройстве 20 бесконтактной подачи электричества согласно седьмому варианту осуществления диапазон колебания фазы входного полного сопротивления (Z_in) по отношению к частоте (f₀) основной гармоники является небольшим, даже когда коэффициент k связи колеблется, таким образом подавляя колебания фазы (Ф₀), в результате сохраняя коэффициент мощности высоким и позволяя эффективно подавать электропитание.

В дополнение, конденсатор 403 согласно седьмому варианту осуществления соответствует "шестому конденсатору" настоящего изобретения.

Восьмой вариант осуществления

Фиг. 22 изображает участок схемы, показывающий устройство 20 бесконтактной подачи электричества согласно восьмому варианту осуществления настоящего изобретения. По сравнению с первым вариантом осуществления, описанным выше, восьмой вариант осуществления отличается использованием схемы, которая отличается от схемы участка 200 входной схемы фиг. 1. В отличие от вышеупомянутого в терминах структуры восьмой вариант осуществления по существу является таким же, как первый вариант осуществления, а, следовательно, описания первого варианта осуществления соответствующим образом будут цитироваться согласно восьмому варианту осуществления.

Как показано на фиг. 22, участок 414 входной схемы согласно восьмому варианту осуществления имеет такую структуру, что конденсатор 202 соединяется параллельно с последовательной цепью, состоящей из вторичной обмотки 201 и конденсатора 401, тогда как конденсатор 203 соединяется с соединением между конденсатором 202 и конденсатором 401.

Фиг. 23 показывает характеристику полного сопротивления (Z) и фазовую характеристику (Ф) по отношению к частоте полного сопротивления (Z₂) только вторичной стороны, если смотреть со стороны участка 7 нагрузки, с взаимной индуктивностью M, равной нулю.

Как показано на фиг. 23, характеристика полного сопротивления (Z) полного сопротивления (Z₂) только вторичной стороны имеет частоту (f₀) основной гармоники между частотой (f_MAX), принимающей максимум (Z_MAX), и частотой (f_MIN), принимающей минимум (Z_MIN). В материалах настоящей заявки, в случае фазовой характеристики, имеющий множество максимумов (Z_MAX), максимум (Z_MAX) обозначает значение, соответствующее частоте, которая является наиболее близкой к частоте (f₀) основной гармоники. Также является верным то же самое в отношении минимума (Z_MIN).

Фазовая характеристика (Ф) полного сопротивления (Z₂) только вторичной стороны имеет две точки (точку P1 и точку P2, показанные на фиг. 23), в которых осуществляется фазовый перегиб, и имеет участок (между двумя точками P1, P2), который является параллельным оси частот, причем частотная составляющая (f₀) основной гармоники находится между двумя точками P1 и P2. Другими словами, вышеупомянутая характеристика (Ф) делает поворот вокруг зоны окрестности частоты (f₀) основной гармоники и возвращается назад.

Когда участок 10 бесконтактной подачи электричества обеспечивается участком 414 входной схемы, имеющим характеристику полного сопротивления (Z) или фазовую характеристику (Ф), показанные на фиг. 23, фазовая характеристика входного полного сопротивления (Z_in) со ссылкой на фиг. 5 имеет такую характеристику, как показано согласно первому варианту осуществления. При этом в устройстве 20 бесконтактной подачи электричества согласно восьмому варианту осуществления диапазон колебания фазы входного полного сопротивления (Z_in) по отношению к частоте (f₀) основной гармоники является небольшим, даже когда коэффициент k связи колеблется, таким образом подавляя колебания фазы (Ф₀), в результате сохраняя коэффициент мощности высоким и позволяя эффективно подавать электропитание.

В дополнение, конденсатор 202 согласно восьмому варианту осуществления соответствует "третьему конденсатору" настоящего изобретения, конденсатор 401 соответствует "пятому конденсатору" настоящего изобретения, а конденсатор 203 соответствует "четвертому конденсатору" настоящего изобретения.

Девятый вариант осуществления

Фиг. 24 изображает участок схемы, показывающий устройство 20 бесконтактной подачи электричества согласно девятому варианту осуществления настоящего изобретения. По сравнению с первым вариантом осуществления, описанным выше, девятый вариант осуществления отличается использованием схемы, которая отличается от схемы участка 200 входной схемы фиг. 1. В отличие от вышеупомянутого в терминах структуры девятый вариант осуществления по существу является таким же, как первый вариант осуществления, а, следовательно, описания первого варианта осуществления соответствующим образом будут цитироваться согласно девятому варианту осуществления.

Как показано на фиг. 24, участок 415 входной схемы согласно девятому варианту осуществления имеет такую структуру, что индуктор 402 соединяется параллельно с последовательной цепью, состоящей из вторичной обмотки 201 и конденсатора 401, тогда как конденсатор 203 соединяется с соединением между индуктором 402 и конденсатором 401.

Фиг. 25 показывает характеристику полного сопротивления (Z) и фазовую характеристику (Ф) по отношению к частоте полного сопротивления (Z₂) только вторичной стороны, если смотреть со стороны участка 7 нагрузки, с взаимной индуктивностью M, равной нулю.

Как показано на фиг. 25, характеристика полного сопротивления (Z) полного сопротивления (Z₂) только вторичной стороны имеет частоту (f₀) основной гармоники между частотой (f_MAX), принимающей максимум (Z_MAX), и частотой (f_MIN1), принимающей минимум (Z_MIN1). Более того, характеристика полного сопротивления (Z) полного сопротивления (Z₂) только стороны второго контура имеет минимум (Z_MIN2), отличный от минимума (Z_MIN1). В материалах настоящей заявки минимум, соответствующий частоте (f_MIN1), который является ближайшим к частоте (f₀) основной гармоники, определяется как Z_MIN1.

Фазовая характеристика (Ф) полного сопротивления (Z₂) только стороны второго контура имеет две точки (точку P1 и точку P2, показанные на фиг. 25), в которых осуществляется фазовый перегиб и которые содержат между собой частотную составляющую (f₀) основной гармоники, и имеет участок (между точками P1, P2), который параллелен оси частот. В дополнение и в отличие от точек P1, P2, в которых осуществляется фазовый перегиб, фазовая характеристика (Ф) полного сопротивления (Z₂) имеет точку (точку P3, показанную на фиг. 25), в которой осуществляется дополнительный фазовый перегиб. Другими словами, вышеупомянутая характеристика (Ф) делает поворот вокруг зоны окрестности частоты основной гармоники (f₀) и возвращается назад.

Когда участок 10 бесконтактной подачи электричества обеспечивается участком 415 входной схемы, имеющим характеристику полного сопротивления (Z) или фазовую характеристику (Ф), показанные на фиг. 25, фазовая характеристика входного полного сопротивления (Z_in) со ссылкой на фиг. 5 имеет такую характеристику, как показано согласно первому варианту осуществления. При этом в устройстве 20 бесконтактной подачи электричества согласно девятому варианту осуществления диапазон колебания фазы входного полного сопротивления (Z_in) по отношению к частоте (f₀) основной гармоники является небольшим, даже когда коэффициент k связи колеблется, таким образом подавляя колебания фазы (Ф₀), в результате сохраняя коэффициент мощности высоким и позволяя эффективно подавать электропитание.

В дополнение, конденсатор 401 согласно девятому варианту осуществления соответствует "пятому конденсатору" настоящего изобретения, а конденсатор 203 соответствует "четвертому конденсатору" настоящего изобретения, а индуктор 402 соответствует "третьему индуктору" настоящего изобретения.

В дополнение участки 100, 311, 312, 313 схемы передачи питания и участки 200, 411, 413, 414, 415 входной схемы, показанные согласно первому-девятому вариантам осуществления, могут произвольно объединяться для образования участка 10 бесконтактной подачи электричества.

Десятый вариант осуществления

Фиг. 26 изображает участок схемы, показывающий устройство 20 бесконтактной подачи электричества согласно десятому варианту осуществления настоящего изобретения. По сравнению с первым вариантом осуществления, описанным выше, десятый вариант осуществления отличается определением размера индуктивности каждой из первичной обмотки 101 и вторичной обмотки 201 и размера емкости каждого из конденсаторов 102, 202 и 203. В отличие от вышеупомянутого в терминах структуры десятый вариант осуществления по существу является таким же, как первый вариант осуществления, а, следовательно, описания первого варианта осуществления соответствующим образом будут цитироваться согласно десятому варианту осуществления.

Как показано на фиг. 26, на первичной стороне расположена первичная обмотка 101 и конденсатор 102, который соединен параллельно с первичной обмоткой 101. На вторичной стороне предоставлена вторичная обмотка 201, конденсатор 202, параллельно соединенный с вторичной обмоткой 201, и конденсатор 203, соединенный последовательно с параллельной цепью, состоящей из вторичной обмотки 201 и конденсатора 202. Вышеупомянутая схема соответствует участку 10 бесконтактной подачи электричества, показанному на фиг. 1. В материалах настоящей заявки индуктивность первичной обмотки 101 определяется как L₁, индуктивность вторичной обмотки определяется как L₂, емкость конденсатора 102 определяется как C_1p, емкость конденсатора 202 определяется как C_2p и емкость конденсатора 203 определяется как C_2S.

Десятый вариант осуществления определяет условия, ассоциированные с размером индуктивности первичной обмотки 101 и вторичной обмотки 201 и характеристиками конденсаторов 102, 202 и 203, устанавливает частоту (f₀) основной гармоники в окрестности резонансной частоты (f₁) полного сопротивления (Z₁) на стороне первого контура и устанавливает частоту (f₀) основной гармоники между первой резонансной частотой (f_a) и второй резонансной частотой (f_b) полного сопротивления (Z₂) на вторичной стороне.

Сначала будет дано разъяснение о емкости C_1p конденсатора со ссылкой на фиг. 27. Фиг. 27 показывает схему на первичной стороне (передающей стороне) в числе схем фиг. 26.

Как показано на фиг. 27, взаимная индуктивность M=0 между первичной обмоткой 101 и вторичной обмоткой 201. В этом случае схема конструируется так, что отношение между частотой (f₀) основной гармоники, подаваемой от схемы 6 подачи питания высокочастотного переменного тока к схеме на первичной стороне, индуктивность (L₁) и емкость (C_1p) удовлетворяют следующей формуле:

C_1p=1/(L₁(2πf₀)²) (Формула 1)

Далее, на фиг. 28 показываются характеристика полного сопротивления (Z) и фазовая характеристика (Ф) схемы на первичной стороне, показанной на фиг. 27. Фиг. 28 изображает диаграмму, показывающую характеристику полного сопротивления (Z) и фазовую характеристику (Ф) схемы на первичной стороне по отношению к частоте.

Резонансная частота (f₁) полного сопротивления (Z₁) соответствует частоте, показывающей максимум характеристики полного сопротивления (Z), и соответствует частоте центральной точки перегиба фазовой характеристики. Следовательно, фиг. 28 свидетельствует о том, что частота (f₀) основной гармоники позиционируется в окрестности резонансной частоты (f₁). То есть конструирование схемы так, что частота (f₀) основной гармоники устанавливается в окрестности резонансной частоты (f₁) удовлетворяет условию формулы 1.

При этом ток, подаваемый к участку 10 бесконтактной подачи электричества от схемы 6 подачи питания высокочастотного переменного тока, может подавляться до малого значения, обеспечивая увеличение эффективности.

Далее будет осуществлено разъяснение о емкости C_2p конденсатора 202 со ссылкой на фиг. 29. Фиг. 29 показывает параллельную схему, состоящую из вторичной обмотки 201 и конденсатора 202 в числе схем вторичной обмотки (входной стороны) схем с фиг. 26.

Как показано на фиг. 29, взаимная индуктивность M=0 между первичной обмоткой 101 и вторичной обмоткой 201. Далее схема конструируется так, что отношение между индуктивностью L₁, емкостью (C_1p), индуктивностью L₂ и емкостью (C_2p) удовлетворяет следующей формуле 2.

C_2p<1/(L₁/L₂)C_1p (Формула 2)

Формула 2 будет разъяснена совместно со ссылкой на фиг. 30 характеристики полного сопротивления (Z) и фазовой характеристики (Ф) схемы на вторичной стороне схемы фиг. 26. Фиг. 30 изображает диаграмму, показывающую характеристику полного сопротивления (Z) и фазовую характеристику (Ф) схемы на вторичной стороне по отношению к частоте.

Как показано на фиг. 30, вторая резонансная частота (f_b) полного сопротивления (Z₂) соответствует частоте (f_MAX), показывающей максимум (Z_MAX) характеристики полного сопротивления (Z), и соответствует частоте центральной точки перегиба фазовой характеристики (Ф). Более того, резонансной схемой образуется вторая резонансная частота (f_b) (со ссылкой на фиг. 29), которая является объединением индуктивности (L₂) и емкости (C_2p), где вышеупомянутая резонансная схема и вторая резонансная частота (f_b) при объединении имеют следующее отношение (формула 3).

Кроме того, конструирование схемы так, что вторая резонансная частота (f_b) является более высокой, чем частота (f₀) основной гармоники задает следующую формулу 4.

f₀<f_b (Формула 4)

Подстановка формулы 1 и формулы 3 в формулу 4 приводит к формуле 2. То есть конструирование схемы так, что частота (f₀) основной гармоники является более низкой, чем вторая резонансная частота (f_b) для удовлетворения выражения 4 может удовлетворить условию выражения 2.

Далее будет осуществляться разъяснение о емкости C_2S конденсатора 203 со ссылкой на фиг. 31. Фиг. 31 показывает схему вторичной стороны (входной стороны) схемы фиг. 26, причем схема фиг. 31 имеет параллельную цепь (состоящую из вторичной обмотки 201 и конденсатора 202) и конденсатора 203, который соединен последовательно с параллельной цепью.

Как показано на фиг. 31, взаимная индуктивность M=0 между первичной обмоткой 101 и вторичной обмоткой 201. Кроме того схема, сконструирована таким образом, что отношение между индуктивностью (L₁), емкостью (C_1p), индуктивностью (L₂), емкостью (C_2p) и емкостью (C_2s) удовлетворяет следующей формуле 5.

(C_2s+C_2p)>(L₁/L₂)C_1p (Формула 5)

Формула 5 будет разъяснена совместно с демонстрацией на фиг. 30 характеристики полного сопротивления (Z) и фазовой характеристики (Ф) схемы на вторичной стороне схемы фиг. 31.

Как показано на фиг. 30, первая резонансная частота (f_a) полного сопротивления (Z₂) только вторичной стороны соответствует частоте, показывающей (Z_MIN) характеристики полного сопротивления, и соответствует частоте центральной точки перегиба фазовой характеристики (Ф). Более того, первая резонансная частота (f_a) является резонансной частотой резонансной схемы, которая образована индуктивностью (L₂), емкостью (C_2s) и емкостью (C_2p), причем вышеупомянутая резонансная схема и первая резонансная частота (f_a) имеют следующее отношение (формула 6).

В таком случае конструирование схемы так, что первая резонансная частота (f_a) является более низкой, чем частота (f₀) основной гармоники задает следующую формулу 7.

f₀>f_a (Формула 7)

Подстановка формулы 1 и формулы 6 в формулу 7 приводит к формуле 5. То есть конструирование схемы так, что частота (f₀) основной гармоники является более высокой, чем первая резонансная частота (f_a) для того, чтобы удовлетворять формуле 7, может удовлетворить условию формулы 5.

Далее, если исходить из формулы 2 и формулы 5, формула 8 может привести к отношению между индуктивностями L₁, L₂ и емкостями C_1p, C_2p, C_2s схем на первичной и вторичной сторонах.

C_2p<(L₁/L₂)C_1p<(C_2s+C_2p) (Формула 8)

При этом фазовая характеристика (Ф) полного сопротивления (Z₂) имеет две точки {соответствующие первой резонансной частоте (f_a) и второй резонансной частоте (f_b), показанным на фиг. 30}, в которых осуществляется фазовый перегиб, и имеет участок {между точками (f_a) и (f_b)}, который параллелен оси частот, причем частотная составляющая (f₀) основной гармоники находится между первой резонансной частотой (f_a) и второй резонансной частотой (f_b). В результате улучшается эффективность подачи электропитания от первичной стороны к вторичной стороне.

Далее осуществляется разъяснение характеристики полного сопротивления (Z_in), которую можно наблюдать, если смотреть с выходной стороны схемы 6 подачи питания высокочастотного переменного тока в схеме участка 10 бесконтактной подачи электричества, показанной на фиг. 26.

Фиг. 32 показывает схему, эквивалентную схеме фиг. 26.

Далее, на основе схемы, показанной на фиг. 32, характеристика полного сопротивления (Z_in), наблюдаемая с выходной стороны схемы 6 подачи питания высокочастотного переменного тока подвергается преобразованию Лапласа, как показано в формуле 9.

Фиг. 33 показывает траектории полюса характеристики полного сопротивления (Z_in). Фиг. 33 показывает два типичных характерных корня, оказывающих значительное влияние на характеристики схемы полюсов формулы 9, то есть полюс 1, который является самым ближним к стороне мнимой оси Im, и полюс 2, который является вторым самым ближним к стороне мнимой оси Im. Когда коэффициент k связи между первичной обмоткой 101 и вторичной обмоткой 201 растет со стороны зоны окрестности 0, полюс 1 и полюс 2 вычерчивают траектории, как показано на фиг. 33. То есть полюс 1 удаляется от мнимой оси Im в соответствии с увеличением коэффициента k связи, между тем как полюс 2 приближается к полюсу 1 в соответствии с увеличением коэффициента k связи.

То есть подразумевается, что в соответствии с увеличением коэффициента k связи полюс 1 удаляется от мнимой оси Im, тогда как полюс 2 приближается к полюсу 1, таким образом, полюс 1 и полюс 2 оказывают взаимно компенсирующее воздействие, в результате подавляя уменьшение эффективности. То есть два полюса (полюс 1 и полюс 2), которые являются типичными характерными корнями, вычерчивают взаимно противоположные траектории в соответствии с изменением коэффициента k связи.

С другой стороны, в схеме, показанной на фиг. 26, или схеме, показанной на фиг. 32, индуктивности L₁, L₂ и емкости C_1p, C_2p, C_2s схемы устанавливаются так, что формула 1 и формула 8 не удовлетворяются, в этом случае характеристика полного сопротивления (Z_in), если смотреть с выходной стороны схемы 6 подачи питания высокочастотного переменного тока, обозначается как на фиг. 34. Фиг. 34 показывает траекторию полюса характеристики полного сопротивления (Z_in) в комплексной плоскости с условием схемы, при котором не удовлетворяются формула 1 и формула 8.

Как показано на фиг. 34, полюс 1, который является самым близким к стороне мнимой оси Im, не удаляется от мнимой оси в соответствии с увеличением коэффициента k связи, между тем как полюс 2, который является вторым самым близким к стороне мнимой оси Im, не приближается к мнимой оси Im в соответствии с увеличением коэффициента k связи. Более того, полюс 1 и полюс 2 на фиг. 34 в сравнении с полюсами фиг. 33 вычерчивают траектории, удаляющиеся друг от друга в соответствии с увеличением коэффициента k связи (причем полюс 2 не является типичным характерным корнем), посредством чего не вызывая влияния друг на друга. Таким образом, управляющий корень удаляется от мнимой оси Im в соответствии с увеличением коэффициента k связи, таким образом, уменьшая эффективность.

То есть когда присутствует полюс 1, который удаляется от мнимой оси Im в соответствии с увеличением коэффициента k связи (фиг. 33), полюс 1, который удаляется от мнимой оси Im, и полюс 2, который приближается к мнимой оси Im {два типичных характерных корня (полюс 1 и полюс 2), вычерчивающих взаимно противоположные траектории в соответствии с изменением коэффициента k связи}, присутствуют в схеме согласно десятому варианту осуществления, и в этом случае управляющий корень переключает местоположения с полюса 1 на полюс 2 в соответствии с увеличением коэффициента k связи. Таким образом, согласно десятому варианту осуществления, когда коэффициент k связи увеличивается, управляющий корень присутствует в окрестности мнимой оси Im. В результате может быть подавлено изменение эффективности в соответствии с изменением коэффициента k связи.

Далее выполняется объяснение характеристики полного сопротивления (Z_in) и фазовой характеристики (Ф_in), которые наблюдаются с выходной стороны схемы 6 подачи питания высокочастотного переменного тока. Фиг. 35а показывает характеристику полного сопротивления (Z_in), а фиг. 35b показывает фазовую характеристику (Ф_in) на участке 10 бесконтактной подачи электричества согласно десятому варианту осуществления. Более того, фиг. 35а и фиг. 35b показывают соответственные изменения характеристики полного сопротивления (Z_in) и фазовой характеристики (Ф_in) в соответствии с изменением коэффициента k связи.

Как показано на фиг. 35b, десятый вариант осуществления имеет такие характеристики, что фаза вращается вокруг зоны окрестности частоты (f₀) основной гармоники в соответствии с увеличением коэффициента k связи. Следовательно, даже когда коэффициент k связи изменяется, фаза, соответствующая частоте (f₀) основной гармоники, принимает значение близкое к 0 градусов, таким образом, позволяя подавить уменьшение коэффициента мощности.

Как показано выше (в особенности на фиг. 26), согласно десятому варианту осуществления участок 10 бесконтактной подачи электричества имеет такую структуру, что первичная обмотка 101 и конденсатор 102 соединяются параллельно на стороне первого контура, между тем как параллельная цепь (состоящая из вторичной обмотки 201 и конденсатора 202) и конденсатор 203, соединенный последовательно с параллельной цепью, соединяются на вторичной стороне. На участке 10 бесконтактной подачи электричества частота (f₀) основной гармоники переменного питания, подаваемого от схемы 6 подачи питания высокочастотного переменного тока к участку 10 бесконтактной подачи электричества, устанавливается в окрестности резонансной частоты (f₁) полного сопротивления (Z₁) только первичной стороны, и устанавливается между первой резонансной частотой (f_a) и второй резонансной частотой (f_b) полного сопротивления (Z₂) только вторичной стороны. При этом в соответствии с изменением коэффициента k связи в окрестности частоты (f₀) основной гармоники колебание фазы подавляется, посредством чего обеспечивается подавление уменьшения эффективности.

Более того, согласно десятому варианту осуществления, схема конструируется так, чтобы удовлетворять условиям формулы 1 и формулы 8 в вышеупомянутой схемы. При этом в соответствии с изменением коэффициента k связи в окрестности частоты (f₀) основной гармоники колебание фазы подавляется, посредством чего обеспечивается подавление уменьшения эффективности.

Более того, согласно десятому варианту осуществления, когда характеристика входного полного сопротивления (Z_in) показана на комплексной плоскости в вышеупомянутой схеме, в соответствии с увеличением коэффициента k связи, полюс 1, который является ближайшим к мнимой оси Im, удаляется от мнимой оси Im, а полюс 2, который является вторым ближайшим к мнимой оси Im, приближается к полюсу 1 (фиг. 33). При этом в соответствии с изменением коэффициента k связи в окрестности частоты (f₀) основной гармоники колебание фазы подавляется, посредством чего обеспечивается подавление уменьшения эффективности.

В дополнение, согласно десятому варианту осуществления полюс 1 соответствует "первому полюсу" настоящего изобретения, а полюс 2 соответствует "второму полюсу" настоящего изобретения.

Одиннадцатый вариант осуществления

Фиг. 36 показывает электрическую схему, показывающую устройство 20 бесконтактной подачи электричества согласно одиннадцатому варианту осуществления настоящего изобретения. По сравнению с первым вариантом осуществления, описанным выше, одиннадцатый вариант осуществления отличается формой волны выходного напряжения от схемы 6 подачи питания высокочастотного переменного тока к участку 10 бесконтактной подачи электричества. В отличие от вышеупомянутого в терминах структуры одиннадцатый вариант осуществления по существу является таким же как первый вариант осуществления, а, следовательно, описания первого варианта осуществления соответствующим образом будут цитироваться согласно одиннадцатому варианту осуществления.

Как показано на фиг. 36, устройство 20 бесконтактной подачи электричества согласно одиннадцатому варианту осуществления обеспечено участком 8 управления для управления переключением транзисторов (переключающих элементов) 63a-63d. Участок 8 управления включает в себя участок 81 управления частотой, участок 82 задания управляющего сигнала по напряжению и участок 83 вычисления управляющего сигнала по напряжению.

Далее со ссылкой на фиг. 37 делается разъяснение о детализированной структуре участка 8 управления. Фиг. 37 показывает блок-схему участка 8 управления. Участок 81 управления частотой имеет участок 81а задания управляющего сигнала по частоте и участок 81b задания несущей частоты. Участок 81а задания управляющего сигнала по частоте задает значение управляющего сигнала по частоте (f_ref) выходного напряжения инвертора 63 напряжения и передает значение управляющего сигнала по частоте (f_ref) к участку 81b задания несущей частоты. Участок 81b задания несущей частоты образует амплитуду (V_X) несущей частоты на основе значения управляющего сигнала по частоте (f_ref), чтобы таким образом образовать сигнал несущей частоты волны в виде последовательности треугольных импульсов. Участок 81b задания несущей частоты использует цифровое управление, например, используя микрокомпьютер, и образует амплитуду (V_X) благодаря тактирующему счетчику, которая основана на значении управляющего сигнала по частоте (f_ref).

Участок 82 задания управляющего сигнала по напряжению имеет участок 82а задания управляющего сигнала по амплитуде напряжения и участок 82b задания переключающего импульса (участок задания SW-импульса). Участок 82а задания управляющего сигнала по амплитуде напряжения задает значение управляющего сигнала по амплитуде (V_ref) выходного напряжения инвертора 63 напряжения и передает значение управляющего сигнала по амплитуде (V_ref) к участку 82b установки переключающего импульса. На основе значения управляющего сигнала по мощности (P_ref), заданного из внешнего участка, участок 82а задания управляющего сигнала по амплитуде напряжения определяет значение управляющего сигнала по амплитуде (V_ref). Сравнивая несущую частоту, переданную от участка 81b задания несущей частоты, со значением управляющего сигнала по амплитуде (V_ref), участок 82b задания переключающего импульса задает переключающий импульс (SW1) для переключения транзисторов (переключающих элементов) 63а-63d.

В материалах настоящей заявки традиционно переключающий импульс (SW1) вводится в инвертор 63 напряжения, а инвертор 63 напряжения выводит напряжение питания, например синусоиду к участку 10 бесконтактной подачи электричества. Согласно одиннадцатому варианту осуществления при задании участка 83 вычисления управляющего сигнала по напряжению в участок 8 управления к участку 10 бесконтактной подачи электричества выводится напряжение питания, которое отлично от традиционного синусоидального напряжения питания.

На основе переключающего импульса (SW1), переданного от участка 82b задания переключающего импульса, участок 83 вычисления управляющего сигнала по напряжению задает новый переключающий импульс (SW2). Затем новый переключающий импульс (SW2) управляет транзисторами (переключающими элементами) 63а-63d, напряжение питания (V_in), подаваемое от схемы 6 подачи питания высокочастотного переменного тока, образует форму волны, которая по периоду имеет первый период прерывания (t_b1), между множеством периодов выводов положительного напряжения, и второй период прерывания (t_b2), между множеством периодов вывода отрицательного напряжения, как показано на фиг. 38. В каждом первом и втором периоде прерывания (t_b1, t_b2) выходное напряжение прерывается, или напряжение не выводится. Фиг. 38 показывает выходную характеристику напряжения питания (V_in) по отношению к времени. В дополнение, согласно одиннадцатому варианту осуществления разъяснение будет сделано на том предположении, что первый период прерывания (t_b1) и второй период прерывания (t_b2) имеют одинаковую длину, однако также допускается невыполнение условия одинаковой длины.

В дальнейшем со ссылкой на фиг. 39 будут изложены операции управления участка 8 управления. Фиг. 39 показывает форму волны несущей, формы выходных волн, форму волны переключающего импульса (SW1), форму волны переключающего импульса (SW2) и форму волны напряжения питания. На фиг. 39 ось абсцисс обозначает ось времени.

Сначала участок 81b задания несущей частоты передает сигнал несущей частоты амплитуды (V_X) к участку 82b задания переключающего импульса, как показано на фиг. 39(а). Участок 82а задания управляющего сигнала по амплитуде напряжения, как показано на фиг. 39(а), задает значение управляющего сигнала по амплитуде (V_ref) для амплитуды (V_X).

Затем на основе следующих условий участок задания 82b переключающего импульса образует переключающий импульс (SW1), показанный на фиг. 39(b).

(Выражение 10)

Переключатель S₁ в состоянии "включен", когда несущая частота ≤V_X/2

в состоянии "выключен", когда несущая частота >V_X/2.

Переключатель S₂ в состоянии "выключен", когда несущая частота ≤V_X/2

в состоянии "включен", когда несущая частота >V_X/2.

Переключатель S₃ в состоянии "включен", когда несущая частота ≥V_ref и несущая частота ≤V_ref+V_X/2

в состоянии "выключен", когда несущая частота <V_ref или несущая частота >V_ref+V_X/2.

Переключатель S₄ в состоянии "выключен", когда несущая частота ≥V_ref и несущая частота ≤V_ref+V_X/2

в состоянии "включен", когда несущая частота <V_ref или несущая частота >V_ref+V_X/2.

При вышеупомянутых условиях образуются переключающие импульсы (SW1), показанные на фиг. 39(b).

Затем на основе переключающего импульса (SW1) участок 83 вычисления управляющего сигнала по напряжению образует переключающий импульс (SW2), показанный на фиг. 39(с). Сначала участок 83 вычисления управляющего сигнала по напряжению делит период (T), эквивалентный одному периоду переключающего импульса переключателя S₃, на четыре сегмента (T_on1, T_on2, T_off1, T_off2), таким образом, устанавливая отношение формулы 10.

(Выражение 11)

Т=T_on+T_off=T_on1+T_on2+T_off1+T_off2 (Формула 10)

Затем с T_on в качестве периода открытия транзистора 63с, T_off в качестве периода закрытия транзистора 63с и D в качестве коэффициента заполнения может быть установлена следующая формула 11.

T_on=T_on1+T_on2, T_off=T_off1+T_off2, D=T_on/T (Формула 11)

Коэффициент заполнения D определяется значением управляющего сигнала по амплитуде V_ref, установленным участком 82а задания управляющего сигнала по амплитуде напряжения, а период времени T определяется значением управляющего сигнала по частоте f_ref, установленным участком 81а задания управляющего сигнала по частоте.

Затем участок 83 вычисления управляющего сигнала по напряжению дополнительно делит четыре сегмента (T_on1, T_on2, T_off1, T_off2) на восемь сегментов (а-h).

a=T_off1/2, b=t_b, с=T_off2/2, d=T_on1-t_b

e=T_on2/2, f=t_b, g=T_on2/2, h=T_off2-t_b

В материалах настоящей заявки период прерывания t_b предназначен для остановки напряжения питания участка 10 бесконтактной подачи электричества, выполняя двухпозиционное управление переключением транзисторов (переключающих элементов) 63а-63d, и задается участком 8 управления на основе периода (Т) и коэффициента заполнения. Период (Т), коэффициент заполнения (D) и период (t_b) прерывания имеют предопределенное отношение, и когда период (Т) или коэффициент (D) заполнения изменяется, период (t_b) прерывания также изменяется. Участок (8) управления предварительно сохраняет отношение между периодом (Т), коэффициентом (D) заполнения и периодом (t_b) прерывания, например, в таблице или подобном.

Сегмент периода t_b прерывания является отличным (противоположным) от соседних сегментов двухпозиционной характеристики. Например, в сегменте конкретного периода t_b прерывания, когда переключающий импульс (SW2) находится в состоянии "включен", переключающие импульсы (SW2) в сегментах соседних с сегментом периода t_b прерывания, другими словами, предыдущий и последующий сегменты, находятся в состоянии "выключено".

Затем сегменты a-h размещаются по порядку, тем самым образуя переключающий импульс (SW2), как показано на фиг. 39(с). Поскольку сегмент a и сегмент c являются периодами состояния "выключено", сегмент b является периодом состояния "включено", и поскольку сегмент e и сегмент g являются периодами состоянии "включено", сегмент f является периодом состояния "выключено".

Более того, переключающий импульс (SW2) переключателя S₄ образуется подобным образом, как у переключателя S₃. Однако переключающий импульс (SW2) переключателя S₄ является противоположным переключающему импульсу (SW2) переключателя S₃, являясь причиной перевернутой формы волны (симметричной формой волны). Переключающий импульс (SW2) каждого переключателя S₁ и переключателя S₂ являются подобными форме волны переключающего импульса (SW1).

При этом, как показано на фиг. 39(с), участок 83 вычисления управляющего сигнала по напряжению образует переключающий импульс (SW2) на основе переключающего импульса (SW1). Затем переключающий импульс (SW2) воздействует на каждый из транзисторов (переключающий элемент) 63а-63d, и питание подается от 3-фазного источника 64 питания переменного тока. Затем схема 6 подачи питания высокочастотного переменного тока подает к участку 10 бесконтактной подачи электричества напряжение, показанное на фиг. 39(d). Т.е. в схеме 6 подачи питания высокочастотного переменного тока согласно одиннадцатому варианту осуществления напряжение питания, которое включает в себя для периода (T) множество периодов (эквивалентных сегментам a и c) для вывода положительного напряжения, период (эквивалентный сегменту b) для прекращения вывода питания, расположенный между множеством периодов (сегментов а и с), множество периодов (эквивалентных сегментам e и g) для вывода отрицательного напряжения и период (эквивалентный периоду f) для прекращения вывода напряжения, расположенный между множеством периодов (сегментов e и g), подается к схеме на первичной стороне участка 10 бесконтактной подачи электричества.

Далее будут разъяснены процедуры управления участка 8 управления со ссылкой на фиг. 40. Фиг. 40 изображает блок-схему последовательности операций способа, показывающую процедуры участка 8 управления.

На этапе 1 на основе значения управляющего сигнала питания (P_ref), участок 8 управления определяет, изменяется ли коэффициент (D) заполнения или период (Т). Когда изменяется (Да на фиг. 40), последовательность операций продолжается этапом 2, а когда не изменяется (Нет на фиг. 40), последовательность операций продолжается этапом 8. В дополнение коэффициент (D) заполнения и период (Т) каждый имеет начальное значение, которое устанавливается заранее. В то время как выполняется последовательность действий с фиг. 40 сначала последовательность операций продолжается этапом 2, а при втором прохождении и последующем, последовательность операций сравнивает текущий коэффициент (D) заполнения и период (T) с их начальными значениями или прежними значениями для того, чтобы определить изменение.

На этапе 2 участок 82b установки переключающего импульса устанавливает переключающий импульс (SW1).

На этапе 3 на основе формулы 10 участок 83 вычисления управляющего сигнала по напряжению делит переключающий импульс (SW1) переключателя S₃ на четыре сегмента (T_on1, T_on2, T_off1, T_off2).

На этапе 4 на основе коэффициента (D) заполнения и периода (Т) участок 8 управления задает период (t_b) прерывания.

На этапе 5 участок 83 вычисления управляющего сигнала по напряжению делит переключающий импульс (SW1) переключателя S₃ на восемь сегментов (a-h).

На этапе 6 на основе восьми сегментов (a-h), на которые произошло деление на этапе 5, участок 83 вычисления управляющего сигнала по напряжению устанавливает переключающий импульс (SW2) переключателя S₃. Более того, участок 83 вычисления управляющего сигнала по напряжению переворачивает переключающий импульс (SW2) переключателя S₃ с тем, чтобы задать переключающий импульс (SW2) переключателя S₄.

Затем на этапе 7 участок 83 вычисления управляющего сигнала по напряжению задает переключающий импульс (SW2) переключателей S₁-S₄.

Затем на этапе 8 участок 83 вычисления управляющего сигнала по напряжению выводит переключающие импульсы (SW2) к соответствующим транзисторам (переключающим элементам) 63а-63d.

Затем в схеме участка 10 бесконтактной подачи электричества, показанной на фиг. 36, первая ситуация, в которой импульс, не имеющий периода прерывания в отличие от одиннадцатого варианта осуществления определенный в качестве напряжения питания (здесь и далее именуемая как пример 1), сравнивается со второй ситуацией, которая имеет напряжение питания согласно одиннадцатому варианту осуществления (здесь и далее именуемая как пример 2), в то же время разъясняя уровень EMI (электромагнитных помех) и эффективность. Фиг. 41 показывает характеристики напряжения питания и тока по отношению к времени согласно примеру 1, а фиг. 42 показывает характеристики напряжения питания и тока по отношению к времени согласно примеру 2.

Более точно, согласно примеру 1, как показано на фиг. 41, когда обыкновенное импульсное напряжение (Vs) подается к участку 10 бесконтактной подачи электричества, выходной ток (Is) течет из схемы 6 подачи питания высокочастотного переменного тока к участку 10 бесконтактной подачи электричества. С другой стороны, согласно примеру 2, когда импульсное напряжение (Vt), имеющее период (t_b) прерывания, подается к участку 10 бесконтактной подачи электричества, выходной ток (It) течет от схемы 6 подачи питания высокочастотного переменного тока к участку 10 бесконтактной подачи электричества. Однако согласно примеру 2 установка периода прерывания (t_b) позволяет примеру 2 быть похожим с примером 1 с точки зрения суммарной энергии. Сумма интегральных значений (V₁+V₂) напряжения питания примера 2 приравнивается к интегральному значению (V) напряжения питания примера 1.

В отличие от примера 1 задание периода (t_b) прерывания согласно примеру 2 позволяет повышенному выходному току (It) быть один раз пониженным или позволяет пониженному выходному току (It) быть один раз повышенным. Выходной ток (It) понижается один раз или повышается один раз в периоде прерывания (t_b) для того, чтобы таким образом пресечь пиковое значение тока. Более того, наклон (dIt/dt) выходного тока делается небольшим.

Далее будет объяснен уровень электромагнитных помех со ссылкой на фиг. 43 и 44. Фиг. 43 и 44 соответственно показывают, что выходной ток (Is) согласно примеру 1 и выходной ток (It) согласно примеру 2 подвергаются быстрому преобразованию Фурье, показывая характеристики уровня электромагнитных помех по отношению к частоте. Левый конец оси абсцисс соответствует частотной составляющей основной гармоники частоты (f₀) основной гармоники.

При этом будет разъясняться уровень электромагнитных помех. Когда выходной ток (Is) примера 1 или выходной ток (It) примера 2 течет по проводнику, который соединяет схему 6 подачи питания высокочастотного переменного тока с участком 10 бесконтактной подачи электричества, электропроводка действует как антенна, вызывая возможность утечки помех из проводника. В этом случае помехи, которые соответствуют электромагнитным помехам, возникают на частоте, которая является множеством (порядка целого числа) частотных составляющих основной гармоники (другими словами, имеет частотную составляющую с более высокой частотой, чем частотная составляющая основной гармоники). Тогда уровень электромагнитных помех, т.е. размер помех, зависит от величины наклона (dIt/dt) выходного тока.

При сравнении пикового значения (соответствующего участку А на фиг. 43) уровня электромагнитных помех примера 1 с пиковым значением (соответствующим участку В на фиг. 44) уровня электромагнитных помех примера 2, подтверждается, что пиковое значение уровня электромагнитных помех подавляется согласно примеру 2. Т.е. в сравнении с примером 1, пример 2, имеющий период (t_b) прерывания, может обеспечить наклон (dIt/dt) выходного тока небольшим, посредством чего уровень электромагнитных помех подавляется. Тогда подавление уровня электромагнитных помех, как показано в примере 2, может предотвратить утечку помех из проводника, а пример 2 обеспечивает выходной ток (It) небольшим, посредством чего постоянные потери также подавляются.

Как сказано выше, согласно примеру 2 (одиннадцатый вариант осуществления) напряжение питания, включающее в себя множество периодов вывода положительного напряжения (сегментов а и с), периодов прерывания (t_b) (сегмент b) между множеством периодов вывода положительного напряжения (сегментов а и с), множество периодов вывода отрицательного напряжения (сегментов e и g), и период (t_b) прерывания (сегмент b) между множеством периодов вывода отрицательного напряжения (сегментов e и g) подается, по меньшей мере, к первичной обмотке 1. Это делает возможным подавление уровня электромагнитных помех и повышение эффективности.

Далее будут разъяснены потери инвертора и эффективность примера 1 и примера 2 со ссылкой на фиг. 45 и 46. Фиг. 45 изображает диаграмму, показывающую потери инвертора соответствующего примера 1 и примера 2, а фиг. 46 показывает характеристики эффективности относительно коэффициента k связи согласно примеру 1 и примеру 2.

Как показано на фиг. 45, пример 2 в сравнении с примером 1 может подавить постоянные потери, как сказано выше. С другой стороны, как показано на фиг. 39(с) и 39(d), задание периода (t_b) прерывания согласно примеру 2 увеличивает количество операций по переключению транзистора 63с и транзистора 63с в периоде (Т), таким образом, увеличивая потери переключения в сравнении с фиг. 1. Таким образом, при сравнении примера 1 с примером 2 делается заключение, что не существует большой разницы в общих потерях. Однако как разъяснено выше, уровень электромагнитных помех, способствующий потерям в установившемся состоянии, вызывает помехи по причине утечки помех из схемы. Таким образом, когда соответственно уровень электромагнитных помех является высоким, в противодействие предоставляются шумовые контрмеры, в результате увеличивая стоимость и предоставляя дополнительное пространство в схеме. Следовательно, когда потери инвертора являются эквивалентными, пример 2 является более предпочтительным в том, что постоянные потери могут быть подавлены больше.

Выходной ток It (со ссылкой на фиг. 42) примера 2 становится меньшим, чем выходной ток Is (со ссылкой на фиг. 41) примера 1 (Is>It), однако, как показано на фиг. 46, эффективность согласно примеру 2 не уменьшается. Таким образом, по сравнению с примером 1 пример 2 поддерживает эффективность и позволяет подавить постоянные потери.

Далее производится разъяснение о количестве периодов (t_b) прерывания в периоде (T). В схеме участка 10 бесконтактной подачи электричества, показанном на фиг. 36, в отличие от примера 2, который устанавливает один (t_b) период прерывания в полупериоде (T/2), третья ситуация (здесь и далее именуемая как пример 3) имеет период (t_b) прерывания, установленный дважды в полупериоде (Т/2). Пример 3 сравнивается с примером 2.

Как показано на фиг. 47, согласно примеру 3, задание двух периодов (t_b) прерывания в полупериоде (T/2) уменьшает пиковое значение выходного тока (Iu). Фиг. 47 показывает характеристики напряжения питания и тока по отношению к времени.

Со ссылкой на фиг. 48 будут разъяснены потери инвертора каждого из примера 2 и примера 3. Фиг. 48 изображает диаграмму, показывающую потери инвертора соответствующего примера 2 и примера 3. Как показано на фиг. 48, пример 3 (со ссылкой на фиг. 47) имеет выходной ток (I) меньший, чем в примере 2 (со ссылкой на фиг. 42) (Iu<It), посредством чего потери в установившемся состоянии согласно примеру 3 уменьшаются, однако уменьшение является небольшим. Более того, согласно примеру 3 увеличение количества операций по закрыванию, открыванию транзистора 63с и транзистора 63d увеличивает потери переключения. Кроме того, увеличение потерь переключения является большим, чем уменьшение постоянных потерь, посредством чего пример 3 имеет больше потерь, чем пример 2 с точки зрения суммарных потерь инвертора. То есть в случае двух или более периодов (t_b) прерывания в полупериоде (T/2) (пример 3), эффект подавления пикового значения выходного тока (I) является меньшим в сравнении с одним периодом прерывания (пример 2), между тем как количество операций по переключению увеличивается, таким образом увеличивая потери инвертора в общем.

В дополнение, в случае трех или более периодов (t_b) прерывания в полупериоде (T/2) эффект подавления уровня электромагнитных помех является небольшим, подобно случаю с двумя периодами (t_b) прерывания, таким образом дополнительно увеличивая потери переключения, в результате увеличивая потери инвертора.

Как разъяснено выше, пример 2 (одиннадцатый вариант осуществления) задает в периоде (T) только один период (t_b) прерывания в каждом периоде вывода положительного напряжения и периоде вывода отрицательного напряжения. Таким образом, уровень электромагнитных помех уменьшается, и посредством чего ослабляется противодействие электромагнитным помехам, причем обеспечивается улучшение эффективности.

Далее будет разъяснен период (t_b) прерывания со ссылкой на фиг. 49 и 50. Фиг. 49 показывает характеристики максимума уровня электромагнитных помех по отношению к коэффициенту (D) заполнения, периоду (Т) и периоду (t_b) прерывания, а фиг. 50 показывает эффективность по отношению к коэффициенту (D) заполнения, периоду (Т) и периоду (t_b) прерывания.

Согласно одиннадцатому варианту осуществления коэффициент (D) заполнения устанавливается в фиксированном значении (D1), период (Т) устанавливается как период (Т1), период (Т2) и период (Т3), и период (t_b) прерывания изменяется, посредством чего обеспечивается максимум уровня электромагнитных помех (со ссылкой на фиг. 49). Более того, период (T) устанавливается в фиксированном значении (T1), коэффициент (D) заполнения устанавливается как коэффициент (D2) заполнения и коэффициент (D3) заполнения, и период (t_b) прерывания изменяется, посредством чего обеспечивается максимум уровня электромагнитных помех. По отношению к периоду (t_b) прерывания коэффициент(D) заполнения и период (T) фиксируются, и, как показано на фиг. 49, (t_b*D)/T устанавливается в качестве оси абсцисс, а максимум уровня электромагнитных помех устанавливается в качестве оси ординат. На фиг. 49 период (T1) и коэффициент (D1) заполнения обозначаются графиком I, период (T2) и коэффициент (D1) заполнения обозначаются графиком II, период (T3) и коэффициент (D1) заполнения обозначаются графиком III, период (T1) и коэффициент (D2) заполнения обозначаются графиком IV и период (T1) и коэффициент (D3) заполнения обозначаются графиком V.

Более того, как показано на фиг. 50, подобно фиг. 49, коэффициент (D) заполнения устанавливается в фиксированном значении (D1), а период (T) устанавливается в фиксированном значении (T1), посредством чего обеспечивается эффективность по отношению к (t_b*D)/T на графике I-V. В дополнение, характеристики, показанные на фиг. 49 и 50, обозначаются приближенными кривыми периода t_b прерывания, получая период t_b прерывания со множеством дискретных значений.

Как показано на фиг. 49 и 50, в случае когда коэффициент (D) заполнения фиксируется в фиксированном значении (D1), а период (Т) колеблется (в соответствии с графиком I - графиком III), и в случае когда период (T) фиксирован в фиксированном значении (T1), а коэффициент (D) заполнения колеблется (в соответствии с графиком IV-V), максимум уровня электромагнитных помех является наименьшим, когда удовлетворяется условие формулы 12, что обеспечивает наивысшую эффективность.

t_b=0,015*T/D (Формула 12)

Как показано выше, согласно одиннадцатому варианту осуществления (пример 2) период (Т), период (t_b) прерывания и коэффициент (D) заполнения удовлетворяют условию формулы 12. Это делает возможным уменьшить максимум уровня электромагнитных помех при улучшении эффективности.

Нет необходимости в том, чтобы отношение формулы 12 являлось полностью уравновешенным, т.е. допустимо, что период прерывания является близким к 0,015*T/D.

Более того, согласно одиннадцатому варианту осуществления переключающий импульс (SW1) переключателя S₃ разделяется с тем, чтобы тем самым задавать переключающие импульсы (SW2) переключателей S₁-S₄. Однако может быть разделен переключающий импульс (SW1) любого переключателя S₁, переключателя S₂ и переключателя S₄.

Более того, согласно одиннадцатому варианту осуществления первый период (t_b1) прерывания в периоде вывода положительного напряжения равен длине второго периода (t_b2) прерывания в периоде вывода отрицательного напряжения, однако допускается невыполнение соответствия этих продолжительностей.

Более того, согласно одиннадцатому варианту осуществления было сделано разъяснение случая, когда был задан только один период (t_b) прерывания в полупериоде (T/2), однако это не исключает случай, когда устанавливаются два или более периодов (t_b) прерывания (пример 3).

Более того, согласно одиннадцатому варианту осуществления было сделано разъяснение того, что предпочтительно, чтобы отношение между периодом (Т), периодом (t_b) прерывания и коэффициентом (D) заполнения имело соответствие по формуле (12). Однако допускается невыполнение формулы 12.

В дополнение, согласно одиннадцатому варианту осуществления сегмент а и сегмент с соответствуют "периоду вывода положительного напряжения" настоящего изобретения, сегмент b соответствует "первому периоду прерывания" настоящего изобретения, сегмент e и сегмент g соответствуют "периоду вывода отрицательного напряжения" настоящего изобретения, и сегмент f соответствует "второму периоду прерывания" настоящего изобретения.

Полные содержания заявки № 2009-117527 на выдачу патента Японии (зарегистрированной 14 мая 2009 года) и заявки № 2010-101755 на выдачу патента Японии (зарегистрированной 27 Апреля 2010 года) включены в материалы настоящей заявки посредством ссылки.

Как разъяснено выше, настоящее изобретение было описано согласно первому-одиннадцатому вариантам осуществления, однако настоящее изобретение не ограничено вышеупомянутыми описаниями, и его различные изменения и улучшения будут очевидно осуществляться специалистами в данной области техники.

ПРОМЫШЛЕННАЯ ПРИМЕНИМОСТЬ

Согласно настоящему изобретению фазовая характеристика полного сопротивления (по отношению к частоте), если смотреть со стороны выхода источника питания переменного тока, изменяется так, чтобы вращаться вокруг зоны окрестности частоты основной гармоники в соответствии с колебанием коэффициента связи. Следовательно, когда полное сопротивление устанавливается в соответствии с коэффициентом связи, диапазон колебания фазы полного сопротивления становится небольшим, в результате обеспечивая подавление уменьшения эффективности.