Результат интеллектуальной деятельности: ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных и СВЧ-сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (RC-фильтров) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа основных и вспомогательных транзисторов, образующих операционный усилитель СВЧ-диапазона. В этой связи достаточно актуальной является задача построения СВЧ избирательных усилителей, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с высокой добротностью резонансной характеристики (Q=2÷10) при малом энергопотреблении.

Известны избирательные усилители, реализованные на основе так называемых схем Гильберта [3-15], которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f_в-f_н. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется первой группой корректирующих конденсаторов, а нижняя определяется второй группой корректирующих конденсаторов [7, 11-14].

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель фиг.1, представленный в патентной заявке US 2009/058466, H03K 5/00, Н03Н 11/00, H03F 3/45. Он содержит источник входного сигнала 1, связанный первым выводом с базой первого 2 входного транзистора, второй 3 входной транзистор, база которого соединена с эмиттером первого 2 входного транзистора и через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник связана с первой 5 шиной источника питания, третий 6 входной транзистор, база которого связана по переменному току с общей шиной 7 источников питания, четвертый 8 входной транзистор, база которого подключена к эмиттеру третьего 6 входного транзистора и через второй токостабилизирующий двухполюсник 9 соединена с первой 5 шиной источника питания, третий 10 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между объединенными эмиттерами второго 3 и четвертого 8 входных транзисторов и первой 5 шиной источника питания, первый 11 вспомогательный двухполюсник, включенный между второй 12 шиной источника питания и объединенными коллекторами первого 2 и четвертого 8 входных транзисторов, второй 13 вспомогательный двухполюсник, выполненный в виде частотозадающего резистора, включенный между второй 12 шиной источника питания и объединенными коллекторами второго 3 и третьего 6 входных транзисторов, первый 14 и второй 15 корректирующие конденсаторы.

Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что оно не обеспечивает высокую добротность амплитудно-частотной характеристики и коэффициент усиления по напряжению на частоте квазирезонанса (f₀).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности резонансной амплитудно-частотной характеристики избирательного усилителя и его коэффициента усиления по напряжению на частоте квазирезонанса f₀. Это позволяет уменьшить общее энергопотребление систем на кристалле и реализовать высококачественное избирательное устройство с f₀=1÷5 ГГц.

Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1, содержащем источник входного сигнала 1, связанный первым выводом с базой первого 2 входного транзистора, второй 3 входной транзистор, база которого соединена с эмиттером первого 2 входного транзистора и через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник связана с первой 5 шиной источника питания, третий 6 входной транзистор, база которого связана по переменному току с общей шиной 7 источников питания, четвертый 8 входной транзистор, база которого подключена к эмиттеру третьего 6 входного транзистора и через второй токостабилизирующий двухполюсник 9 соединена с первой 5 шиной источника питания, третий 10 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между объединенными эмиттерами второго 3 и четвертого 8 входных транзисторов и первой 5 шиной источника питания, первый 11 вспомогательный двухполюсник, включенный между второй 12 шиной источника питания и объединенными коллекторами первого 2 и четвертого 8 входных транзисторов, второй 13 вспомогательный двухполюсник, выполненный в виде частотозадающего резистора, включенный между второй 12 шиной источника питания и объединенными коллекторами второго 3 и третьего 6 входных транзисторов, первый 14 и второй 15 корректирующие конденсаторы, предусмотрены новые элементы и связи - между коллектором третьего 6 входного транзистора и общей шиной 7 источников питания включены по переменному току последовательно соединенные первый 14 и второй 15 корректирующие конденсаторы, причем общий узел первого 14 и второго 15 корректирующих конденсаторов подключен ко входу выходного буферного усилителя 16 и через дополнительный резистор 17 соединен с эмиттером третьего 6 входного транзистора.

Схема избирательного усилителя-прототипа показана на фиг.1. На фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с формулой изобретения.

На фиг.3 приведены варианты выполнения выходного буферного усилителя: фиг.3а - на p-n-р транзисторе (п.2 формулы изобретения), фиг.3б - на n-p-n транзисторе.

На фиг.4 показана схема заявляемого ИУ фиг.2 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов по технологии SG25H1, в котором буферный усилитель 16 (фиг.2) выполнен на транзисторе Q22.

На фиг.5 показана зависимость добротности Q ИУ фиг.4 от тока, протекающего через токостабилизирующий двухполюсник 10 (I₁₀=I₂₈, для фиг.2), а на фиг.6 - амплитудно-частотная и фазочастотная характеристики схемы фиг.4 в широком диапазоне частот (от 1 кГц до 100 ГГц).

На фиг.7 представлены ЛАЧХ и ФЧХ ИУ фиг.4 в более узком диапазоне частот (от 100 МГц до 10 ГГц).

Логарифмическая амплитудно-частотная характеристика ИУ фиг.4 в диапазоне частот от 100 МГц до 10 ГГц при токе I₁₀=I₂₈=200 мкА, 400 мкА и 550 мкА представлена на фиг.8.

На фиг.9 приведена фазочастотная характеристика ИУ фиг.4 в диапазоне частот от 100 МГц до 10 ГГц при токе I₁₀=I₂₈=200 мкА, 400 мкА и 550 мкА.

Избирательный усилитель фиг.2 содержит источник входного сигнала 1, связанный первым выводом с базой первого 2 входного транзистора, второй 3 входной транзистор, база которого соединена с эмиттером первого 2 входного транзистора и через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник связана с первой 5 шиной источника питания, третий 6 входной транзистор, база которого связана по переменному току с общей шиной 7 источников питания, четвертый 8 входной транзистор, база которого подключена к эмиттеру третьего 6 входного транзистора и через второй токостабилизирующий двухполюсник 9 соединена с первой 5 шиной источника питания, третий 10 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между объединенными эмиттерами второго 3 и четвертого 8 входных транзисторов и первой 5 шиной источника питания, первый 11 вспомогательный двухполюсник, включенный между второй 12 шиной источника питания и объединенными коллекторами первого 2 и четвертого 8 входных транзисторов, второй 13 вспомогательный двухполюсник, выполненный в виде частотозадающего резистора, включенный между второй 12 шиной источника питания и объединенными коллекторами второго 3 и третьего 6 входных транзисторов, первый 14 и второй 15 корректирующие конденсаторы. Между коллектором третьего 6 входного транзистора и общей шиной 7 источников питания включены по переменному току последовательно соединенные первый 14 и второй 15 корректирующие конденсаторы, причем общий узел первого 14 и второго 15 корректирующих конденсаторов подключен ко входу выходного буферного усилителя 16 и через дополнительный резистор 17 соединен с эмиттером третьего 6 входного транзистора.

Буферный усилитель фиг.3а содержит вспомогательный транзистор 19 и двухполюсник 18, а в схеме фиг.3б он реализован на транзисторе 20 и двухполюснике 21. Применение схемы фиг.3б в ИУ фиг.2 позволяет получить наиболее широкий диапазон изменения выходного напряжения, близкий к сумме напряжений на шинах источников питания и обеспечить близкий к нулю уровень выходного статического напряжения.

Рассмотрим работу ИУ фиг.2.

Входной сигнал u_вх (1) изменяет ток базы транзистора 2 и, как следствие, базовый, эмиттерный и коллекторный токи транзистора 3. Характер нагрузки коллекторной цепи этого транзистора, состоящей из резистора 13, емкостного делителя тока, образованного конденсаторами 14 и 15, формирующего реактивную составляющую тока в резисторе 17, обеспечивает реализацию на входе выходного буферного усилителя 16 полосно-пропускающей амплитудно-частотной характеристики, характерной для избирательного усилителя. Передача части упомянутого тока в эмиттерную цепь транзистора 6 посредством подключения резистора 17 к упомянутому эмиттеру образует в схеме основную и дополнительную обратные связи (транзисторы 6, 8 и 3). Изменение тока эмиттера транзистора 6 и тока базы транзистора 8 в силу его взаимодействия с эмиттером транзистора 3 обеспечивает масштабное изменение тока в коллекторных цепях транзисторов 6 и 3. В силу указанных выше свойств цепи нагрузки этих транзисторов характер частотных зависимостей контура обратной связи и ИУ совпадают. Именно по этой причине действие как основного, так и дополнительного контуров обратной связи направлено на увеличение добротности Q и коэффициента усиления К₀ ИУ без изменения его частоты квазирезонанса f₀. Действительно, в диапазоне нижних частот (f<<f₀) эта обратная связь реактивна в силу емкостного характера делителя тока, реализованного на конденсаторах 14 и 15, а в области верхних частот (f>>f₀) глубина этой обратной связи мала в силу блокирующих свойств конденсатора 15. Таким образом, глубина введения обратных связей максимальна на частоте квазирезонанса f₀ и является на этой частоте вещественной, что определяется соотношением между приращением эмиттерного тока транзистора 6 и приращением суммы коллекторных токов транзисторов 6 и 3. Указанное свойство вводимого контура сохраняет неизменной частоту квазирезонанса f₀ ИУ при любых значениях реализуемой добротности Q и коэффициента усиления К₀ в пределах диапазона рабочих частот этих транзисторов.

Покажем аналитически, что в схеме фиг.2 реализуется более высокое значение добротности Q и коэффициента усиления К₀ на частоте квазирезонанса. Действительно, комплексный коэффициент передачи ИУ фиг.2 определяется по формуле

где - коэффициент усиления по току вещественной цепи обратной связи;

,

- затухание нуля (D₀) и полюса (D_p) цепи нагрузки транзисторов 6 и 3;

I₁₀, I₉ - токи задающих режим работы ИУ двухполюсников 10 и 9;

α_i, (h₁₁)_i - малосигнальные h-параметры i-го транзистора в схеме с общей базой.

Из соотношений (2)-(4) следует, что при фиксированном значении тока 19 малосигнальный параметр h_11.6 транзистора 6 остается неизменным, т.е. частота квазирезонанса ИУ сохраняет свое стабильное значение, определяемое соотношением (2). В то же время изменение тока двухполюсника 10 (как видно из (3) и (4)) позволяет изменять численное значение добротности Q и коэффициента усиления К₀ без изменения параметрической чувствительности реализуемой добротности к параметрам пассивных элементов схемы ИУ.

Важным свойством схемы ИУ является возможность реализации низкой параметрической чувствительности его добротности. Так, при C₁₄=C₁₅, K_i=1 получим

Следовательно, реализация любого численного значения Q и К₀ не требует выполнения жестких условий к стабильности емкости конденсаторов 14 и 15. В этом случае конденсаторы 14 и 15 (С₁₄, C₁₅) можно использовать для практически неитерационной подстройки f₀ (см. (2)).

Условия реализации Q (3) и K₀ (4) можно использовать и для выполнения технологического принципа равнономинальности резистивных и емкостных элементов схемы ИУ. Действительно, при C=C₁₄=C₁₅; R=R₁₃=R₁₇>>h_11.6

В этом случае возможна реализация необходимых значений основных параметров ИУ путем выбора соотношения между токами I₁₀ и I₉ двухполюсников 10 и 9.

Данные теоретические выводы подтверждают графики фиг.4, фиг.5, фиг.6.

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение ИУ характеризуется более высокими значениями добротности и коэффициента усиления по напряжению.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Design of Bipolar Differential Op Amps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz \ N. Prokopenko, A. Budyakov, K. Schmalz, C. Scheytt, P. Ostrovskyy \\ Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 / - Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей. \ Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., K.Schmalz, С.Scheytt \\ Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Патент US 4.390.848.

4. Патент ЕР 0.058.448.

5. Патент JP 54-34308 98 (5) А21.

6. Патент US 3.931.583, fig.7.

7. Патент US 6.529.075, fig.1.

8. Патент US 4.779.057, fig.1.

9. Патент US 4.322.688.

10. Патент JP 2004/88498 A, fig.1.

11. Патент US 4.048.577, fig.2.

12. Патент US 4.277.756.

13. Патент UK 2.013.444 H3T.

14. Патент WO 2009/029284.

15. Волгин Л.И. Синтез и схемотехника аналоговых электронных средств в элементном базисе усилителей и повторителей тока. / Л.И.Волгин, А.И.Зарукин; под общ. ред. Л.И.Волгина. - Ульяновск: УлГТУ, 2005. - С.35, рис.29а.