Результат интеллектуальной деятельности: ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ПАРАФАЗНЫМ ВЫХОДОМ

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах фильтрации радиосигналов, телевидении, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (ИУ) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа транзисторов, образующих операционный усилитель с парафазным выходом [1, 2]. В этой связи весьма актуальной является задача построения избирательных усилителей с парафазным выходом на четырех транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью (Q) резонансной характеристики (Q=2÷10) при малом энергопотреблении.

Известны схемы усилителей, интегрированных в архитектуру RC-фильтров (ИУ) с парафазным выходом на основе биполярных транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f_в-f_н [3-7]. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f_н определяется корректирующим конденсатором.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель с парафазным выходом, представленный в патенте US 4406990, fig.3. Он содержит источник входного сигнала 1, первый 2 входной транзистор, эмиттер которого через второй 3 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 4 шиной источника питания, а коллектор через второй 5 токостабилизирующий двухполюсник связан со второй 6 шиной источника питания и соединен с эмиттером первого 7 выходного транзистора, второй 8 входной транзистор, коллектор которого через третий 9 токостабилизирующий двухполюсник связан со второй 6 шиной источника питания и соединен с эмиттером второго 10 выходного транзистора, источник вспомогательного напряжения питания 11, связанный с базами первого 7 и второго 10 выходных транзисторов, четвертый 12 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между коллектором первого 7 выходного транзистора, соединенным с первым 13 выходом устройства и первой 4 шиной источника питания, пятый 14 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между коллектором второго 10 выходного транзистора, соединенным со вторым 15 выходом устройства и первой 4 шиной источника питания, первый 16 и второй 17 входные конденсаторы.

Существенный недостаток известного устройства с парафазным выходом состоит в том, что он не обеспечивает высокую добротность амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и коэффициент усиления по напряжению К₀>1 на частоте квазирезонанса (f₀).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ усилителя и его коэффициента усиления по напряжению (K₀) на частоте квазирезонанса f₀. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство с двумя противофазными выходами.

Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе с противофазным выходом фиг.1, содержащем источник входного сигнала 1, первый 2 входной транзистор, эмиттер которого через второй 3 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 4 шиной источника питания, а коллектор через второй 5 токостабилизирующий двухполюсник связан со второй 6 шиной источника питания и соединен с эмиттером первого 7 выходного транзистора, второй 8 входной транзистор, коллектор которого через третий 9 токостабилизирующий двухполюсник связан со второй 6 шиной источника питания и соединен с эмиттером второго 10 выходного транзистора, источник вспомогательного напряжения питания 11, связанный с базами первого 7 и второго 10 выходных транзисторов, четвертый 12 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между коллектором первого 7 выходного транзистора, соединенным с первым 13 выходом устройства и первой 4 шиной источника питания, пятый 14 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между коллектором второго 10 выходного транзистора, соединенным со вторым 15 выходом устройства и первой 4 шиной источника питания, первый 16 и второй 17 входные конденсаторы, предусмотрены новые элементы и связи - между эмиттерами первого 2 и второго 8 входных транзисторов включены последовательно соединенные первый 16 входной конденсатор и первый 18 дополнительный резистор, общий узел которых через второй 17 входной конденсатор соединен с источником входного сигнала 1, эмиттер второго 8 входного транзистора через шестой 19 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 4 шиной источника питания, база первого 2 входного транзистора соединена со вторым 15 выходом устройства, база второго 8 входного транзистора соединена с первым 13 выходом устройства, первый 13 выход устройства зашунтирован по переменному току первым 20 дополнительным конденсатором, а второй 15 выход устройства зашунтирован по переменному току вторым 21 дополнительным конденсатором.

Схема усилителя-прототипа показана на фиг.1.

На фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 и п.2 формулы изобретения.

На фиг.3 показана схема ИУ в соответствии с п.3 формулы изобретения.

На фиг.4 показана схема ИУ фиг.3 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов.

На фиг.5 приведена частотная зависимость коэффициента усиления по напряжению ИУ фиг.4 и его фазового сдвига с мелком масштабе.

На фиг.6 показана частотная зависимость коэффициента усиления по напряжению ИУ фиг.4 при добротности Q=41 (укрупненный масштаб).

На фиг.7 приведены амплитудно- и фазочастотные характеристики ИУ фиг.4 по первому и второму выходам относительно входа inl, а на фиг.8 - осциллограммы выходных сигналов ИУ при уровне входного напряжения u_вх=10 мВ на частоте f₀=1.549 ГГц.

Избирательный усилитель фиг.2 содержит источник входного сигнала 1, первый 2 входной транзистор, эмиттер которого через второй 3 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 4 шиной источника питания, а коллектор через второй 5 токостабилизирующий двухполюсник связан со второй 6 шиной источника питания и соединен с эмиттером первого 7 выходного транзистора, второй 8 входной транзистор, коллектор которого через третий 9 токостабилизирующий двухполюсник связан со второй 6 шиной источника питания и соединен с эмиттером второго 10 выходного транзистора, источник вспомогательного напряжения питания 11, связанный с базами первого 7 и второго 10 выходных транзисторов, четвертый 12 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между коллектором первого 7 выходного транзистора, соединенным с первым 13 выходом устройства и первой 4 шиной источника питания, пятый 14 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между коллектором второго 10 выходного транзистора, соединенным со вторым 15 выходом устройства и первой 4 шиной источника питания, первый 16 и второй 17 входные конденсаторы. Между эмиттерами первого 2 и второго 8 входных транзисторов включены последовательно соединенные первый 16 входной конденсатор и первый 18 дополнительный резистор, общий узел которых через второй 17 входной конденсатор соединен с источником входного сигнала 1, эмиттер второго 8 входного транзистора через шестой 19 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 4 шиной источника питания, база первого 2 входного транзистора соединена со вторым 15 выходом устройства, база второго 8 входного транзистора соединена с первым 13 выходом устройства, первый 13 выход устройства зашунтирован по переменному току первым 20 дополнительным конденсатором, f второй 15 выход устройства зашунтирован по переменному току вторым 21 дополнительным конденсатором.

Кроме этого, на фиг.2, в соответствии с п.2 формулы изобретения, в качестве четвертого 12 и пятого 14 токостабилизирующих двухполюсников используются частотно-задающие резисторы (R₁₂, R₁₄).

На фиг.3, в соответствии с п.3 формулы изобретения, в качестве четвертого 12 и пятого 14 токостабилизирующих двухполюсников используются источники опорного тока I₁₂=I₁₄=I₀, причем между первым 13 выходом устройства и общей шиной источников питания включен по переменному току первый 22 вспомогательный резистор, а между вторым 15 выходом устройства и общей шиной источников питания включен по переменному току второй 23 вспомогательный резистор.

Рассмотрим работу ИУ фиг.2.

Источник входного сигнала 1 изменяет эмиттерные токи транзисторов 2 и 8, причем с увеличением частоты входного напряжения (u_вх) приращения этих токов увеличиваются. Именно поэтому увеличиваются как эмиттерные, так и коллекторные токи р-n-р транзисторов 7 и 10. Такое взаимодействие исключает ненулевое значение асимптотических коэффициентов передачи ИУ. Учитывая, что нагрузкой транзисторов 7 и 10 является параллельное соединение резистора 12 (14) и конденсатора 20 (21), выходные напряжения ИУ, определяющиеся падением напряжения в этих цепях, будут иметь экстремум, положение которого на частотной оси определяется постоянными времени входной цепи, образованной резистором 18, конденсаторами 16 и 17, и выходных цепей ИУ (резисторы 12, 14 и конденсаторы 20, 21). Взаимодействие выходных цепей ИУ (узлы 13 и 15) с базами транзисторов 8 и 2 приводит к реализации комплексной обратной связи, причем в силу особенностей входной цепи ИУ (резистор 18 и конденсаторы 16, 17) глубина этой обратной связи за счет передачи этой цепи части эмиттерного переменного тока транзистора 2 в эмиттерную цепь транзистора 8, а также части эмиттерного тока транзистора 8 в эмиттерную цепь транзистора 2 по каждому из рассматриваемых каналов зависит от особенностей АЧХ и ФЧХ соответствующих контуров. Характер частотной зависимости эквивалентного сопротивления эмиттерных цепей транзисторов 2 и 8 и проводимостей нагрузок (сопротивления 12, 14 и конденсаторы 20, 21) показывает, что только на одной частоте (частоте квазирезонанса f₀ ИУ) эта связь является вещественной с положительным возвратным отношением, а при f₀>>f>>f₀ является реактивной. Именно поэтому действие образованных контуров направлено на увеличение добротности Q и коэффициента усиления К₀ ИУ без изменения его частоты квазирезонанса.

Кроме этого настоящая взаимосвязь суммарных приращений как эмиттерных (n-р-n), так и коллекторных (р-n-р) токов создает необходимые параметрические условия максимизации добротности и коэффициента усиления схемы.

Комплексный коэффициент передачи по напряжению K_y(jf) избирательного усилителя фиг.2 определяется соотношением, которое можно получить с помощью методов анализа электронных схем:

где f - частота сигнала;

f₀ - частота квазирезонанса;

Q - добротность АЧХ избирательного усилителя;

K₀ - коэффициент усиления ИУ на частоте квазирезонанса f₀.

Причем:

где C₁₆, C₁₇, С₂₀, C₂₁ - емкости конденсаторов 16, 17, 20, 21;

- входное сопротивление i-го транзистора в схеме с общей базой;

φ_т≈25 мВ - температурный потенциал;

I_эi - статический ток эмиттера i-го транзистора;

α_i<1 - коэффициент усиления по току эмиттера i-го транзистора.

Условие

обеспечивает симметричность выходов 13 и 15 ИУ.

Если выбрать τ₁=τ₂, R₁₂=R₁₄=R₁₈+h_11.2+h_11.8, то уравнения для Q (6) и K₀ (5) существенно упрощаются:

Поэтому при идентичности транзисторов 2, 8 и 7, 10 указанные параметры определяются их коэффициентом передачи тока эмиттера. Как правило α₂α₈>α₇α₁₀. Следовательно, добротность ИУ и его коэффициент усиления ограничиваются β р-n-р транзисторов. Это позволяет за счет целенаправленного выбора параметров элементов, входящих в формулу (7), получить заданные значения Q (8) и K₀ (9).

Данные теоретические выводы подтверждаются графиками фиг.5, фиг.6, фиг.7, фиг.8.

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение ИУ имеет два противофазных выхода и характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления К₀ на частоте квазирезонанса f₀, а также повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz / N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy // Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 / - Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - p.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., K.Schmalz, С.Scheytt // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Патент US 7560987, fig.4.

4. Патент JP Toshiba 4600893, fig.4.

5. Патент US 4406990, fig.3.

6. Патент RU 2349024, фиг.1.

7. Патент RU 2384936, фиг.11.