УПРАВЛЯЕМЫЙ ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных и СВЧ сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (RC-фильтров) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа основных и вспомогательных транзисторов, образующих операционный усилитель СВЧ-диапазона. В этой связи достаточно актуальной является задача построения СВЧ избирательных усилителей, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с высокой добротностью резонансной характеристики (Q=2÷10) при малом энергопотреблении и минимально возможном числе транзисторов.

Известны избирательные усилители, реализованные на основе так называемых схем Гильберта [3-15], которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f_в-f_н. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется первой группой корректирующих конденсаторов, а нижняя определяется второй группой корректирующих конденсаторов [7, 11-14].

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель фиг.1, представленный в патентной заявке US 2009/0058466, fig.3. Он содержит источник входного сигнала 1, первый 2 входной транзистор, эмиттер которого через первый 3 источник опорного тока связан с первой 4 шиной источника питания, а коллектор подключен ко второй 5 шине источника питания через согласующий резистор 6, второй 7 входной транзистор, эмиттер которого через второй 8 источник опорного тока связан с первой 4 шиной источника питания, а коллектор подключен ко второй 5 шине источника питания через первый 9 частотозадающий резистор, третий 10 входной транзистор, эмиттер которого соединен с эмиттером четвертого 11 входного транзистора и через третий 12 источник опорного тока соединен с первой 4 шиной источника питания, база третьего 10 входного транзистора соединена с эмиттером первого 2 входного транзистора, а его коллектор подключен к коллектору второго 7 входного транзистора, база четвертого 11 входного транзистора соединена с эмиттером второго 7 входного транзистора, а его коллектор соединен с коллектором первого 2 входного трнанзистора, первый 13, второй 14 и третий 15 частотозадающие конденсаторы.

Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что оно не обеспечивает высокую добротность амплитудно-частотной характеристики и коэффициент усиления по напряжению на частоте квазирезонанса (f₀).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности резонансной амплитудно-частотной характеристики избирательного усилителя и его коэффициента усиления по напряжению на частоте квазирезонанса f₀, а также создании условий для электронного управления величинами K₀, Q при f=const. Это позволяет уменьшить общее энергопотребление систем на кристалле и реализовать высококачественное управляемое избирательное устройство с f₀=1÷5 ГГц.

Поставленная задача решается тем, что в управляемом избирательном усилителе фиг.1, содержащем источник входного сигнала 1, первый 2 входной транзистор, эмиттер которого через первый 3 источник опорного тока связан с первой 4 шиной источника питания, а коллектор подключен ко второй 5 шине источника питания через согласующий резистор 6, второй 7 входной транзистор, эмиттер которого через второй 8 источник опорного тока связан с первой 4 шиной источника питания, а коллектор подключен ко второй 5 шине источника питания через первый 9 частотозадающий резистор, третий 10 входной транзистор, эмиттер которого соединен с эмиттером четвертого 11 входного транзистора и через третий 12 источник опорного тока соединен с первой 4 шиной источника питания, база третьего 10 входного транзистора соединена с эмиттером первого 2 входного транзистора, а его коллектор подключен к коллектору второго 7 входного транзистора, база четвертого 11 входного транзистора соединена с эмиттером второго 7 входного транзистора, а его коллектор соединен с коллектором первого 2 входного трнанзистора, первый 13, второй 14 и третий 15 частотозадающие конденсаторы, предусмотрены новые элементы и связи - второй 8 источник опорного тока выполнен в виде каскада усиления тока по схеме с общей базой, вход которого 16 связан с источником входного сигнала 1 через первый 13 частотозадающий конденсатор, базы первого 2 и второго 7 входных транзисторов связаны с общей шиной источников питания 17, коллектор второго 7 входного транзистора связан с общей шиной источников питания 17 через последовательно соединенные второй 14 и третий 15 частотозадающие конденсаторы, общий узел которых соединен с выходом устройства 18 и через дополнительный частотозадающий резистор 19 связан с эмиттером второго 7 входного транзистора.

Схема избирательного усилителя-прототипа показана на фиг.1. На фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с формулой изобретения.

На фиг.3 показана схема заявляемого ИУ фиг.2 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов по технологии SGB25VD.

На фиг.4 показана частотная зависимость коэффициента усиления и фазочастотная характеристика ИУ фиг.3 с двумя входами (R2=750 Ом, Ivar=2 мА, С=300 фФ).

На фиг.5 приведена зависимость коэффициента усиления по напряжению ИУ фиг.3 от величины управляющего тока Ivar 2÷3,8 мА (, R2=750 Ом, Ivar=2 мА, C=300 фФ).

На фиг.6 показана зависимость добротности АЧХ ИУ фиг.3 от значения тока Ivar 2÷6 мА.

На фиг.7 приведена схема ИУ в среде Cadance для одного входа (u_вх.2=0, u_вх.1≠0).

На фиг.8 показана частотная зависимость коэффициента усиления и фазохарактеристика ИУ фиг.7 при u_вх2=0, R2=750 Ом, Ivar=2 мА, С=300 фФ.

На фиг.9 приведена зависимость коэффициента усиления ИУ фиг.7 от тока управления при Ivar=2÷5 мА (u_вх.2=0, R2=750 Ом, С=300 фФ).

Управляемый избирательный усилитель фиг.2 содержит источник входного сигнала 1, первый 2 входной транзистор, эмиттер которого через первый 3 источник опорного тока связан с первой 4 шиной источника питания, а коллектор подключен ко второй 5 шине источника питания через согласующий резистор 6, второй 7 входной транзистор, эмиттер которого через второй 8 источник опорного тока связан с первой 4 шиной источника питания, а коллектор подключен ко второй 5 шине источника питания через первый 9 частотозадающий резистор, третий 10 входной транзистор, эмиттер которого соединен с эмиттером четвертого 11 входного транзистора и через третий 12 источник опорного тока соединен с первой 4 шиной источника питания, база третьего 10 входного транзистора соединена с эмиттером первого 2 входного транзистора, а его коллектор подключен к коллектору второго 7 входного транзистора, база четвертого 11 входного транзистора соединена с эмиттером второго 7 входного транзистора, а его коллектор соединен с коллектором первого 2 входного трнанзистора, первый 13, второй 14 и третий 15 частотозадающие конденсаторы. Второй 8 источник опорного тока выполнен в виде каскада усиления тока по схеме с общей базой, вход которого 16 связан с источником входного сигнала 1 через первый 13 частотозадающий конденсатор, базы первого 2 и второго 7 входных транзисторов связаны с общей шиной источников питания 17, коллектор второго 7 входного транзистора связан с общей шиной источников питания 17 через последовательно соединенные второй 14 и третий 15 частотозадающие конденсаторы, общий узел которых соединен с выходом устройства 18 и через дополнительный частотозадающий резистор 19 связан с эмиттером второго 7 входного транзистора.

На фиг.2, в соответствии с п.2 формулы изобретения, первый 3 источник опорного тока реализован в виде каскада с общей базой, вход которого 20 связан со вторым источником сигнала 21 через дополнительный корректирующий конденсатор 22. Кроме этого источники опорного тока 8 и 3 реализованы соотвтетственно на транзисторах 23 (25) и резисторах 24 (26). Напряжение на базах транзисторов 23 и 25 устанавливается источником напряжения 27. К выходу устройства 18 может подключаться буферный усилитель 28, выход 29 которого связан с низкоомной нагрузкой.

Рассмотрим работу ИУ фиг.2.

Входной сигнал u_вх (1) изменяет через дифференцирующую входную цепь (конденсатор 13 и резистор 24) ток эмиттера транзистора 23 и, следовательно, базовый, эмиттерный и коллекторный токи транзисторов 7, 11, 10. Характер нагрузки коллекторной цепи транзисторов 7 и 10, состоящей из резистора 9, емкостного делителя тока, образованного конденсаторами 14 и 15, формирующего реактивную составляющую тока в резисторе 19, обеспечивает реализацию на входе выходного буферного усилителя 28 полосно-пропускающей амплитудно-частотной характеристики, характерной для избирательного усилителя. Передача части упомянутого тока в эмиттерную цепь транзистора 7, посредством подключения резистора 19 к упомянутому эмиттеру, образует в схеме основную и дополнительную обратные связи (транзисторы 7, 11 и 10). Изменение тока эмиттера транзистора 7 и тока базы транзистора 11 в силу его взаимодействия с эмиттером транзистора 10 обеспечивает масштабное изменение тока в коллекторных цепях транзисторов 10 и 11. В силу указанных выше свойств цепи нагрузки этих транзисторов характер частотных зависимостей контура обратной связи и ИУ совпадают. Именно по этой причине действие как основного, так и дополнительного контуров обратной связи направлено на увеличение добротности Q и коэффициента усиления K₀ ИУ без изменения его частоты квазирезонанса f₀.

Аналогичные процессы характерны и при использовании источника входного напряжения . Изменение через входную дифференцирующую цепь, образованную конденсатором 22 и резистором 26, эмиттерного тока входного транзистора 25 приводит к изменению тока базы и тока коллектора транзистора 10, связанного с упомянутой выше коллекторной нагрузкой. Именно в этом и заключается отличие цепей прямой передачи входных сигналов в частото-зависимую цепь.

Покажем аналитически, что в схеме фиг.2 реализуется более высокое значение добротности Q и коэффициента усиления К₀ на частоте квазирезонанса. Действительно, комплексный коэффициент передачи ИУ фиг.2 определяется по формуле

При этом частота квазирезонанса схемы f₀ следует из соотношения

а его добротность Q зависит от глубины вещественной обратной связи

где

усиления по току вещественной цепи обратной связи, (f=f₀);

- затухание нуля (D₀) и полюса (D_p) цепи нагрузки транзисторов 7 и 10;

α_i, (h₁₁)_i - малосигнальные h-параметры i-го транзистора в схеме с общей базой.

Выше отмечалось, что особенностью схемы является возможность реализации положительного (К₀>0) и отрицательного (К₀<1) коэффициентов усиления ИУ на частоте квазирезонанса. Так, при использовании Вх.1

а при использовании Вх.2

Приведенные соотношения справедливы при выполнении неравенств

и показывают возможность обработки не только дифференциальных, но и синфазных сигналов. Так, при коэффициент усиления схемы

достигает значительных величин (при обеспечении идентичных режимов работы транзисторов 23 и 25) и определяется реализуемой добротностью Q.

Второй отличительной особенностью схемы является возможность функциональной настройки ИУ. Как видно из соотношения (2), необходимое значение f₀ можно скорректировать изменением эмиттерного тока (I_э7) транзистора 7. Действительно,

поэтому либо изменением напряжения (Е_с) (27), либо реализацией резистора 24 в виде управляемого источника тока I_э7 можно при выборе параметрического условия R₁₉~h_11.7 реализовать требуемое значение f₀. Соотношения (4)-(3) показывают, что изменением режима работы транзисторов 10 и 11 можно обеспечить необходимое значение K_i и, следовательно, заданное значение добротности Q при сохранении частоты квазирезонанса f₀. Действительно,

где I₁₂ - ток третьего (12) режимно-задающего источника тока.

Важным свойством схемы ИУ является возможность реализации низкой параметрической чувствительности его добротности. Так, при C₁₄=C₁₅, K_i=1 получим

Следовательно, реализация любого численного значения Q и К₀ не требует выполнения жестких условий к стабильности емкости конденсаторов 14 и 15. В этом случае конденсаторы 14 и 15 (C₁₄, С₁₅) можно использовать для практически неитерационной подстройки f₀.

Условия реализации Q (3) и K₀ (4) можно использовать и для выполнения технологического принципа равнономинальности резистивных и емкостных элементов схемы ИУ. Действительно, при C=C₁₄=C₁₅; R=R₁₃=R₁₇>>h_11.6

В этом случае возможна реализация необходимых значений основных параметров ИУ путем выбора соотношения между токами I₁₂ и I_э23.

Данные теоретические выводы подтверждают графики фиг.4, фиг.5, фиг.6, фиг.8, фиг.9.

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение ИУ характеризуется более высокими значениями добротности и коэффициента усиления по напряжению.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz \ N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy \\ Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 / - Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К.Schmalz, С.Scheytt // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л. Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Патент US 4.390.848.

4. Патент EP 0.058.448.

5. Патент JP 54-3430898 (5) А21.

6. Патент US 3.931.583 fig.7.

7. Патент US 6.529.075 fig.1.

8. Патент US 4.779.057 fig.1.

9. Патент US 4.322.688.

10. Патент JP 2004/88498 A fig.1.

11. Патент US 4.048.577 fig.2.

12. Патент US 4.277.756.

13. Патент UK 2.013.444 H3T.

14. Патент WO 2009/029284.

15. Волгин Л.И. Синтез и схемотехника аналоговых электронных средств в элементном базисе усилителей и повторителей тока / Л.И.Волгин, А.И.Зарукин; под общ. ред. Л.И.Волгина. - Ульяновск: УлГТУ, 2005. - С.35, рис.29а.