Результат интеллектуальной деятельности: ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных и СВЧ сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (ИУ) (RC-фильтров) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа вспомогательных транзисторов, образующих операционный усилитель СВЧ-диапазона [1, 2]. В этой связи достаточно актуальной является задача построения узкоспециализированных СВЧ избирательных усилителей на трех-четырех транзисторах, обеспечивающих выделение спектра сигналов с достаточно высокой добротностью резонансной характеристики Q=2÷10 и f₀=1÷5 ГГц.

Известны схемы каскодных избирательных усилителей (ИУ) с выходным эмиттерным повторителем [3-7], которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению (АЧХ) в заданном диапазоне частот Δf=-f_в-f_н. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f_н определяется входным корректирующим конденсатором.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель, представленный в патенте ES 2.079.397 fig.9. Он содержит первый 1 входной транзистор, эмиттер которого через первый 2 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 3 шиной источника питания, база подключена к первому 4 источнику дополнительного напряжения, а коллектор связан с эмиттером согласующего транзистора 5, второй источник дополнительного напряжения 6, соединенный с базой согласующего транзистора 5, выходной транзистор 7, коллектор которого связан со второй 8 шиной источника питания, эмиттер соединен с потенциальным выходом устройства 9, а база соединена с коллектором согласующего транзистора 5 и через первый вспомогательный резистор 10 связана со второй 8 шиной источника питания, второй 11 токостабилизирующий двухполюсник, связанный с потенциальным выходом устройства 9, источник входного напряжения 12.

Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что он не обеспечивает высокую добротность амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и коэффициент усиления по напряжению K₀>1 на частоте квазирезонанса (f₀=1÷5 ГГц).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ усилителя и его коэффициента усиления по напряжению на частоте квазирезонанса f₀. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство СВЧ диапазона с f₀=1÷5 ГГц.

Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1, содержащем первый 1 входной транзистор, эмиттер которого через первый 2 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 3 шиной источника питания, база подключена к первому 4 источнику дополнительного напряжения, а коллектор связан с эмиттером согласующего транзистора 5, второй источник дополнительного напряжения 6, соединенный с базой согласующего транзистора 5, выходной транзистор 7, коллектор которого связан со второй 8 шиной источника питания, эмиттер соединен с потенциальным выходом устройства 9, а база соединена с коллектором согласующего транзистора 5 и через первый вспомогательный резистор 10 связана со второй 8 шиной источника питания, второй 11 токостабилизирующий двухполюсник, связанный с потенциальным выходом устройства 9, источник входного напряжения 12, предусмотрены новые элементы и связи - источник входного напряжения 12 связан с коллектором первого 1 входного транзистора через первый 13 частотозадающий конденсатор, общий узел потенциального выхода 9 и второго 11 источника опорного тока связан с эмиттером первого 1 входного транзистора через второй 14 частотозадающий конденсатор.

Схема избирательного усилителя-прототипа показана на фиг.1. На фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 формулы изобретения.

На фиг.3 показана схема ИУ фиг.2 в соответствии с п.2 формулы изобретения.

На фиг.4 приведена схема заявляемого ИУ фиг.3 в среде Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов.

На фиг.5 показана зависимость коэффициента усиления по напряжению от частоты ИУ фиг.4 в крупном масштабе, а на фиг.6 - частотная зависимость коэффициент усиления ИУ фиг.4 в более мелком масштабе.

Избирательный усилитель фиг.2 содержит первый 1 входной транзистор, эмиттер которого через первый 2 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 3 шиной источника питания, база подключена к первому 4 источнику дополнительного напряжения, а коллектор связан с эмиттером согласующего транзистора 5, второй источник дополнительного напряжения 6, соединенный с базой согласующего транзистора 5, выходной транзистор 7, коллектор которого связан со второй 8 шиной источника питания, эмиттер соединен с потенциальным выходом устройства 9, а база соединена с коллектором согласующего транзистора 5 и через первый вспомогательный резистор 10 связана со второй 8 шиной источника питания, второй 11 токостабилизирующий двухполюсник, связанный с потенциальным выходом устройства 9, источник входного напряжения 12. Источник входного напряжения 12 связан с коллектором первого 1 входного транзистора через первый 13 частотозадающий конденсатор, общий узел потенциального выхода 9 и второго 11 источника опорного тока связан с эмиттером первого 1 входного транзистора через второй 14 частотозадающий конденсатор.

На фиг.3, в соответствии с п.2 формулы изобретения, коллектор первого 1 входного транзистора связан с эмиттером согласующего транзистора 5 через первый 15 дополнительный резистор, а эмиттер выходного транзистора 7 связан с потенциальным выходом устройства 9 через второй 16 дополнительный резистор.

Рассмотрим работу ИУ фиг.3.

Источник входного сигнала 12 (u_вх) посредством дифференцирующей входной цепи (первый 15 дополнительный резистор и первый 13 частотозадающий конденсатор) изменяет эмиттерный ток согласующего транзистора 5. Пропорциональность преобразования этого тока в его коллекторное напряжение, обусловленная сопротивлением первого 10 вспомогательного резистора, изменяет выходное напряжение ИУ (выход 9) по интегрирующему закону, который реализуется выходной RC-цепью (второй 16 дополнительный резистор и второй 14 частотозадающий конденсатор). Именно поэтому форма АЧХ и ФЧХ схемы фиг.3 соответствует избирательной цепи, частота квазирезонанса (f₀) которой определяется соотношением постоянных времени входной (R₁₅, C₁₃) и выходной (R₁₆, С₁₄) RC-цепями. Передача части выходного сигнала посредством преобразования выходного напряжения ИУ через конденсатор С₁₄ в эмиттерный ток первого 1 входного транзистора в коллекторную цепь согласующего транзистора 5 обеспечивает реализацию контура комплексной обратной связи. В силу того, что входная цепь ИУ (первый 13 частотозадающий конденсатор и первый 15 дополнительный резистор) в этом контуре выполняет функции интегрирующей RC-цепи, а интегрирующая цепь тракта передачи входного сигнала (С₁₄, R₁₆) функции дифференцирующего преобразования сигнала обратной связи, вид АЧХ и ФЧХ возвратного отношения ИУ соответствует характеристикам полосно-пропускающего типа. Именно поэтому действие контура обратной связи направлено на увеличение добротности Q и коэффициента усиления ИУ на частоте его квазирезонанса f₀, которая не зависит от глубины этой обратной связи. Таким образом, с ростом частоты ток эмиттера транзистора 1 увеличивается, а при f>f₀ напряжение его коллектора (в силу влияния емкости конденсатора C₁₃ уменьшается. При f<f₀ происходит обратное явление. Таким образом, в указанных частотных диапазонах обратная связь не вещественна и приближается к реактивной, а глубина вещественной обратной связи (f=f₀) непосредственно определяется коэффициентом преобразования тока коллектора согласующего транзистора 5 в его коллекторное напряжение.

Покажем аналитически, что более высокие значения K₀ и Q в рабочем диапазоне частот реализуются в схеме фиг.3.

Действительно, в результате анализа можно найти, что комплексный коэффициент передачи по напряжению ИУ фиг.2 определяется по формуле:

где

τ₁=C₁₃(R₁₅+h_11.5); τ₂=C₁₄(R₁₆+h_11.7+h_11.1)

α_i - коэффициент передачи по току эмиттера транзистора i-го транзистора.

Таким образом, численные значения сопротивлений R₁₀ и R₁₆ независимо от соотношения постоянных времени τ₁ и τ₂, т.е. от f₀, обеспечивают необходимые значения добротности Q и коэффициента усиления K₀.

Важнейшим свойством предлагаемой схемы является возможность параметрической оптимизации динамического диапазона, требующего равенства τ₁=τ₂ при относительно большой добротности. Как видно из (4) и (3), при С₁₄=С₁₃, R₁₅=R₁₆

При этом ее коэффициенты чувствительности:

В то же время частота квазирезонанса (2) и ее параметрическая чувствительность сохраняются неизменными.

Как видно из чертежа фиг.4, на котором показана практическая реализация схемы фиг.2, сформулированные выше условия легко реализуются выбором соотношения между R₁₅, R₁₆ и h_11.7, h_11.1 посредством токов режимных источников тока.

Данные теоретические выводы подтверждают графики фиг.5, фиг.6.

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления K₀ на частоте квазирезонанса f₀ и повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz / N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy // Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 / - Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К. Schmalz, С.Scheytt // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем. - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Патент ES 2.079.397, fig.9.

4. Патентная заявка US 2010/0283543, fig.1.

5. Патентная заявка US 2010/0283542, fig.2.

6. Патент US 7.633.344, fig.1.

7. Ежков Ю.А. «Справочник по схемотехнике усилителей», М.: ИП «Радиософт», 2002 г., стр.113, рис.6.18.