ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных и СВЧ сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (RC-фильтров) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа транзисторов, образующих операционный усилитель СВЧ-диапазона [1, 2]. В этой связи достаточно актуальной является задача построения СВЧ избирательных усилителей ИУ на двух-трех транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью резонансной характеристики Q=2÷10 и f₀=1÷5 ГГц.

Известны схемы усилителей, интегрированных в архитектуру RC-фильтров на основе транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f_в-f_н [3-28]. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f_н определяется корректирующим конденсатором.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель (ИУ), представленный в патенте US 4.267.518 fig.6. Он содержит источник сигнала 1, связанный со входом устройства, первый 2 входной транзистор, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, а коллектор связан со второй 5 шиной источника питания, первый 6 частотно-задающий резистор, включенный между второй 5 шиной источника питания и выходом устройства 7, второй 8 входной транзистор, коллектор которого связан со второй 5 шиной источника питания через второй 9 токостабилизирующий двухполюсник, третий 10 токостабилизирующий двухполюсник, первый 11 корректирующий конденсатор.

Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что оно не обеспечивает высокую добротность амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и коэффициент усиления по напряжению K₀>1 на частоте квазирезонанса (f₀).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ усилителя и его коэффициента усиления по напряжению на частоте квазирезонанса f₀. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство СВЧ диапазона с f₀=1÷5 ГГц.

Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1, содержащем источник сигнала 1, связанный со входом устройства, первый 2 входной транзистор, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, а коллектор связан со второй 5 шиной источника питания, первый 6 частотно-задающий резистор, включенный между второй 5 шиной источника питания и выходом устройства 7, второй 8 входной транзистор, коллектор которого связан со второй 5 шиной источника питания через второй 9 токостабилизирующий двухполюсник, третий 10 токостабилизирующий двухполюсник, первый 11 корректирующий конденсатор, предусмотрены новые элементы и связи - третий 10 токостабилизирующий двухполюсник включен между второй 5 шиной источника питания и базой второго 2 входного транзистора, параллельно эмиттерно-базовому переходу которого включен дополнительный p-n переход 12, между базой второго 8 входного транзистора и эмиттером первого 2 входного транзистора включены последовательно соединенные первый 11 корректирующий конденсатор и второй 13 частотно-задающий резистор, выход устройства 7 связан с базой первого 2 входного транзистора, коллектор которого подключен ко второй 5 шине источника питания, параллельно первому 6 частотно-задающему резистору включен по переменному току второй 14 корректирующий конденсатор, коллектор второго 8 входного транзистора связан со входом дополнительного токового зеркала 15, согласованного с первой 4 шиной источника питания, токовый выход дополнительного токового зеркала 15 соединен с выходом устройства 7, а вход устройства соединен с эмиттером второго 8 входного транзистора.

Схема усилителя-прототипа показана на чертеже фиг.1. На чертеже фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 формулы изобретения.

На чертеже фиг.3 показана схема ИУ в соответствии с п.2 формулы изобретения.

На чертежах фиг.4-фиг.6 показаны варианты формирования входного напряжения ИУ фиг.2 (фиг.3), в которых эдс сигнала (e_c) подается на вход устройства (Вх) относительно шины отрицательного напряжения питания (фиг.4), относительно общей шины (фиг.5) или через входную RC-цепь 19, 20 (фиг.6).

Схемы фиг.7 и фиг.8 характеризуют варианты выполнения дополнительного неинвертирующего повторителя тока 16 (фиг.3).

На чертеже фиг.9 приведена схема ИУ фиг.3 с источником сигнала, соответствующим фиг.5, в котором дополнительный неинвертирующий повторитель тока 16 реализован в соответствии с чертежом фиг.7.

Схема ИУ фиг.10 соответствует фиг.3 для случая, когда используется емкостной способ формирования входного сигнала (фиг.6), а также при реализации дополнительного неинвертирующего повторителя тока 16 по схеме фиг.7.

На чертеже фиг.11 приведена другая модификация ИУ фиг.3, в котором дополнительный неинвертирующий повторитель тока 16 реализован по схеме фиг.8 с включением шунтирующего конденсатора Ск.

На чертеже фиг.12 приведена схема ИУ фиг.3 в среде Cadence на моделях SiGe транзисторов (SiGe: npnVs, W=2, L=2, техпроцесс SGB25VD, Iк.max=6 мА), а на чертеже фиг.13 - логарифмическая амплитудно-частотная характеристика ИУ фиг.12 при коэффициенте усиления по току дополнительного токового зеркала 15 равным двум единицам.

На чертежах фиг.14 показаны логарифмические амплитудно- и фазочастотные характеристики ИУ фиг.12 в более мелком масштабе.

На чертеже фиг.15 приведена схема ИУ фиг.14 в среде Cadence на моделях SiGe транзисторов (SiGe: npnVs, W=2, L=2, техпроцесса SGB25VD, Iк.max=6 мА) с другим вариантом построения дополнительного неинвертирующего повторителя тока 16.

На чертеже фиг.16 показана логарифмическая амплитудно-частотная характеристика коэффициента усиления по напряжению ИУ фиг.15, а на чертеже фиг.17 - логарифмические амплитудно- и фазочастотные характеристики избирательного усилителя в более мелком масштабе.

Избирательный усилитель фиг.2 содержит источник сигнала 1, связанный со входом устройства, первый 2 входной транзистор, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, а коллектор связан со второй 5 шиной источника питания, первый 6 частотно-задающий резистор, включенный между второй 5 шиной источника питания и выходом устройства 7, второй 8 входной транзистор, коллектор которого связан со второй 5 шиной источника питания через второй 9 токостабилизирующий двухполюсник, третий 10 токостабилизирующий двухполюсник, первый 11 корректирующий конденсатор. Третий 10 токостабилизирующий двухполюсник включен между второй 5 шиной источника питания и базой второго 2 входного транзистора, параллельно эмиттерно-базовому переходу которого включен дополнительный p-n переход 12, между базой второго 8 входного транзистора и эмиттером первого 2 входного транзистора включены последовательно соединенные первый 11 корректирующий конденсатор и второй 13 частотно-задающий резистор, выход устройства 7 связан с базой первого 2 входного транзистора, коллектор которого подключен ко второй 5 шине источника питания, параллельно первому 6 частотно-задающему резистору включен по переменному току второй 14 корректирующий конденсатор, коллектор второго 8 входного транзистора связан со входом дополнительного токового зеркала 15, согласованного с первой 4 шиной источника питания, токовый выход дополнительного токового зеркала 15 соединен с выходом устройства 7, а вход устройства соединен с эмиттером второго 8 входного транзистора.

На чертеже фиг.3 в соответствии с п.2 формулы изобретения коллектор второго 8 входного транзистора связан со входом дополнительного токового зеркала 15 через дополнительный неинвертирующий повторитель тока 16.

На чертежах фиг.4, фиг.6 показаны варианты подключения источника сигнала е_с (17, 18, 21) ко входу устройства. В схеме фиг.4 источник сигнала привязан к отрицательной шине источника питания, а в схеме фиг.5 сигнал подается между входом устройства и общей шиной. На чертеже фиг.6 источник сигнала связан со входом устройства через RC цепь 20, 19.

Схемы фиг.7 и фиг.8 характеризуют варианты выполнения дополнительного неинвертирующего повторителя тока 16 (фиг.3). В первом случае неинвертирующий повторитель тока 16 реализован на p-n переходах 22, 23, а во втором - на транзисторе 24 и резисторах 25, 26.

На чертеже фиг.9 приведена схема ИУ фиг.3 с источником сигнала, соответствующим фиг.5, в котором дополнительный неинвертирующий повторитель тока 16 реализован в соответствии с чертежом фиг.7.

Схема ИУ фиг.10 соответствует фиг.3 для случая, когда используется емкостной способ формирования входного сигнала (фиг.6), а также при реализации дополнительного неинвертирующего повторителя тока 16 по схеме фиг.7.

На чертеже фиг.11 приведена другая модификация ИУ фиг.3, в котором дополнительный неинвертирующий повторитель тока 16 реализован по схеме фиг.8 с включением шунтирующего конденсатора Ск.

На чертежах фиг.3, фиг.9, фиг.10, фиг.11 токовое зеркало 15 реализовано по традиционной схеме на p-n переходе 27 и резисторе 28.

Рассмотрим работу ИУ фиг.2.

Источник входного переменного сигнала u_вх (1) изменяет токи второго 8 входного транзистора, причем использование прямосмещенного дополнительного p-n перехода 12 в его входной цепи в силу частотной зависимости проводимости, образованной вторым 13 частотно-задающим резистором и первым 11 корректирующим конденсатором, приводит к прямо пропорциональной зависимости тока коллектора второго 8 входного транзистора от частоты. Этот ток посредством дополнительного токового зеркала 15, реализованного на многоэмиттерном транзисторе 28 с прямосмещенным переходом 27 в его базовой цепи, обеспечивает за счет падения напряжения на первом 6 частотно-задающем резисторе и втором 14 корректирующем конденсаторе выходное напряжение ИУ (выход устройства 7). Характер частотной зависимости этих пассивных цепей реализует требуемый для ИУ вид амплитудно-частотной характеристики, которая достигает своего максимального значения на частоте квазирезонанса (f₀). Подключение базы первого 2 входного транзистора к выходу ИУ (выход устройства 7) создает общий контур обратной связи, причем комплексный характер проводимости его эмиттерной цепи и цепи нагрузки обеспечивают реактивность этого контура в области нижних (f<f₀) частот. Глубина этой обратной связи зависит от коэффициентов усиления каскадов на базе второго 8 входного транзистора и транзистора 28, причем она достигает своего максимального значения на частоте квазирезонанса, что и обеспечивает увеличение реализуемой добротности Q и коэффициента усиления K₀.

Покажем аналитически, что более высокие значения K₀ и Q в диапазоне высоких частот реализуются в схеме фиг.2.

Действительно, комплексный коэффициент передачи по напряжению ИУ фиг.2 определяется по формуле:

где

τ₁=C₁₁(R₁₃+r_d12+h_11.2);

τ₂=R₆C₁₄,

где r_d12=φ_T/I₀ - дифференциальное сопротивление дополнительного p-n перехода 12; φ_T≈25 мВ - температурный потенциал; α_i - коэффициент передачи эмиттерного тока i-го транзистора, K_i15 - коэффициент передачи по току дополнительного токового зеркала 15, h_11.i - входное сопротивление (h-параметр) i-го транзистора в схеме с общей базой.

Таким образом, как видно из (3) и (4), за счет выбора соотношений между R₆ и R₁₃, а также значений коэффициента передачи по току K_i15, можно реализовать высокие значения добротности Q и коэффициента усиления K₀. При этом, как следует из (2), частота квазирезонанса f₀ сохраняется неизменной.

Дальнейшее повышение добротности и коэффициента усиления при жестких параметрических ограничениях на R₆ и R₁₃ (например, по критерию динамического диапазона) возможно за счет использования в схеме дополнительного неинвертирующего повторителя тока 16 (фиг.3). Тогда

где K_i16 - коэффициент усиления по току неинвертирующего повторителя тока 16.

Поэтому необходимое значение Q и K₀ может быть реализовано при заданном соотношении между R₆ и R₁₃ и дополнительных ограничениях на K_i15, K_i16, вытекающих из характера конкретной задачи.

Данные теоретические выводы подтверждают графики фиг.13, фиг.14, фиг.16, фиг.17.

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления на частоте квазирезонанса f₀ и повышенными величинами добротности, характеризующей его избирательные свойства.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz \ N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy \\ Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 / - Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008, - pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей \ Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., K.Schmalz, С.Scheytt \\ Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Патент WO/2006/077525.

4. Патент US 4.267.518, fig.6.

5. Патент RU 2101850 fig.1.

6. Патент WO/2007/022705.

7. Патентная заявка US 2006/0186951 fig.3.

8. Патентная заявка US 2007/0040604 fig.3.

9. Патент WO/03052925A1 fig.3.

10. Патент US 6.011.431 fig.4.

11. Патент US 5.331.478 fig.3.

12. Патент US 4.885.548 fig.9.

13. Патент US 4.974.916 fig.1.

14. Патентная заявка US 2008/0122530 fig.4.

15. Патент US 5.298.802.

16. Патент US 2009/0261899 fig.3.

17. Патент CN 101204009.

18. Патент ЕР 1844547.

19. Патент UA 17276.

20. Патент US 2009/0289714 fig.4.

21. Патент US 7.202.762.

22. Патент US 6.188.272.

23. Патент US 5.847.605.

24. Патент US 7.116.961.

25. Патентная заявка US 2011/0109388 fig.2.

26. Патентная заявка US 2006/0186951 fig.2.

27. Патент US 5.012.201 fig.2.

28. Патентная заявка US 2010/0201437 fig.2.